三相維也納PFC拓?fù)鋸V泛應(yīng)用于新能源汽車充電樁，以及大功率開關(guān)電源，在30kW的功率等級(jí)下，可以達(dá)到98.6%以上的效率，相比較于標(biāo)準(zhǔn)的三相BOOST PFC，它可以減小功率MOSFET的電壓應(yīng)力，降低開關(guān)損耗，提高開關(guān)頻率以改善磁性元件的體積等優(yōu)勢(shì)。

三相維也納PFC的基本框圖如圖1所示，

圖1 三相維也納PFC的基本框圖

三相AC電壓輸入連接到三相共模和差模濾波器，它用來(lái)衰減由三相有源PFC電路產(chǎn)生的傳導(dǎo)高頻噪聲，三相維也納整流功能作為一個(gè)三相BOOST變換器，將AC母線輸入電壓升壓到700VDC輸出，強(qiáng)制產(chǎn)生和輸入正弦三相電壓同相位的輸入正弦電流。

此處我們以全碳化硅方案為例說(shuō)明，其中，每一相電路由BOOST電感，一對(duì)SiC SBD的整流管，和一組串聯(lián)連接的SiC MOSFET，SiC MOSFET連接在電容分壓器的中心點(diǎn)，可以減小SiC MOSFET承受的電壓應(yīng)力，另外，每一相電路由兩個(gè)SiC SBD組成BOOST電路，在正和負(fù)的半周期AC電壓內(nèi)運(yùn)行，SiC MOSFET開關(guān)通過(guò)數(shù)字控制器控制，三電平調(diào)制策略，強(qiáng)制正弦電流和輸入電壓同相。

圖2 三相維也納PFC簡(jiǎn)化電路原理圖

電路原理簡(jiǎn)圖如圖2所示，這個(gè)拓?fù)浔旧硎且粋€(gè)三電平拓?fù)洌x了三個(gè)可能的中點(diǎn)開關(guān)狀態(tài)，三個(gè)狀態(tài)取決于開關(guān)狀態(tài)，和輸入電流流向。

這里，我們使用相位A作為一個(gè)例子，跨過(guò)串聯(lián)連接的SiC MOSFET的電壓如下分析：

A狀態(tài), 當(dāng)QA1和QA2導(dǎo)通時(shí)，這個(gè)電壓為0V,

B狀態(tài), 這個(gè)電壓為1/2VDC, 當(dāng)QA1, QA2關(guān)斷，輸入電流流過(guò)正方向，流入相位節(jié)點(diǎn)，這個(gè)時(shí)候SiC SBD的上管DA1導(dǎo)通，相位節(jié)點(diǎn)Va鉗位到VDC,

C狀態(tài), 這個(gè)電壓為-1/2 VDC, 當(dāng)QA1, QA2關(guān)斷時(shí)，輸入電流流進(jìn)負(fù)的方向，流出相位節(jié)點(diǎn)，這個(gè)條件下，SiC SBD的下管DA2導(dǎo)通，相位節(jié)點(diǎn)Va鉗位到DC電壓的負(fù)端。以上分析未考慮SiC SBD的壓降。

輸入源定義，VA(t)，VB(t)，VC(t)是瞬時(shí)的母線對(duì)中點(diǎn)的正弦輸入電壓，頻率為w0/2Π，其中VM是峰值輸入電壓，線到中點(diǎn)，三相中每一相都具有同樣的峰值電壓及RMS電壓，分別錯(cuò)相120C,系統(tǒng)輸入功率和輸出功率及效率有關(guān)，IIN是峰值輸入的母線電流，相關(guān)表達(dá)式如下圖3所示，

圖3 三相電壓輸入表達(dá)式

圖4 輸入電流峰值及系統(tǒng)電壓增益計(jì)算

由上圖可以計(jì)算出輸入電流峰值，同時(shí)根據(jù)設(shè)定的輸出穩(wěn)態(tài)電壓，及輸入相電壓的峰值，可以得到輸入輸出電壓增益。

圖5 SiC SBD的平均電流及RMS電流計(jì)算

根據(jù)圖5中所述的公式，可以推導(dǎo)出作為續(xù)流管的SiC SBD的電流，此處分為平均電流ID(AVE),以及RMS電流ID(RMS),這兩個(gè)電流和輸入相電流峰值，以及電壓增益相關(guān)，輸入相電流越大，則二極管的平均值或者有效值電流越大，而電壓增益越高，則二極管的平均值或者有效值電流越小。

對(duì)于二極管損耗來(lái)說(shuō)，其平均功耗是使用平均二極管電流IDAVE乘以這個(gè)條件下的正向壓降得到。由于其結(jié)電容導(dǎo)致在SiC SBD上的功耗是相對(duì)較小，可以在這個(gè)計(jì)算中忽略。

圖6 主拓?fù)渲械碾p向開關(guān)

如前所述，在這個(gè)形式的三相維也納PFC中，每一相有一個(gè)雙向開關(guān)，這個(gè)雙向開關(guān)包含兩個(gè)SiC MOSFET以共源極的方式串聯(lián)連接，通過(guò)這種連接方式，可以減小驅(qū)動(dòng)電路復(fù)雜性和系統(tǒng)成本。即上圖6中所示的，Q7,8,9,10, 其中Q7和Q8共源極串聯(lián)，而Q9和Q10共源極串聯(lián)，二者并聯(lián)實(shí)現(xiàn)更大功率，這里為30kW.

SiC MOSFET的電流和功率計(jì)算如下圖7所示，針對(duì)每一個(gè)整流器LEG，并且假定計(jì)算的電流和功耗是均分在并聯(lián)的每一個(gè)管子上的。

圖7 SiC MOSFET的通過(guò)電流計(jì)算

SiC MOSFET的損耗是由Rdson導(dǎo)致的導(dǎo)通損耗，開關(guān)切換導(dǎo)致的開通和關(guān)斷損耗組成。

圖8 MOSFET導(dǎo)通損耗計(jì)算

導(dǎo)通損耗即由通常的電阻損耗公式計(jì)算，如圖8所示。

每一個(gè)SiC mosfet具有的功耗，分別在正和負(fù)的周期中，SiC MOSFET,Q7,Q9是在正向AC電壓時(shí)做開關(guān)高頻切換，目的為了改善效率，而SiC MOSFT Q8,Q10是在正的AC周期中是一直導(dǎo)通的，但是不進(jìn)行開關(guān)動(dòng)作，這樣就可以避免體二極管上的導(dǎo)通，減小SiC MOSFET的功率耗散，

相反的，在負(fù)的AC周期中，SiC MOSFET Q8,Q10是開關(guān)的，但是Q7,Q9是導(dǎo)通的，原理如上。當(dāng)計(jì)算導(dǎo)通損耗，功率耗散在正和負(fù)的周期時(shí)必須考慮這些因素。

開關(guān)損耗發(fā)生在，在開通和關(guān)斷過(guò)程中，當(dāng)SiC MOSFET的電流和電壓同時(shí)出現(xiàn)時(shí)，開關(guān)的功率耗散取決于電壓，電流，開關(guān)頻率，和tr，tf等時(shí)間因素。對(duì)于開關(guān)損耗部分，當(dāng)在拓?fù)渲芯哂泄潭ǖ拈_關(guān)電流時(shí)，相對(duì)比較容易計(jì)算。然而，SiC MOSFET的峰值電流在維也納PFC中被正弦波調(diào)制，并且為了改善諧波抑制加入了三次諧波。由于這個(gè)原因，開關(guān)損耗計(jì)算不如使用仿真得到的更精確，然而，開關(guān)損耗可以使用圖9中的2-8，2-9去近似，它計(jì)算開關(guān)損耗時(shí)使用了SiC MOSFET的rise和fall時(shí)間，這個(gè)等式中，因?yàn)?/span>SiC MOSFT僅僅開關(guān)半個(gè)AC周期，另一半時(shí)，SiC MOSFET不開關(guān)，因此，SiC MOSFET平均電流只用一半。

圖9 SiC MOSFET的開關(guān)損耗計(jì)算