早期開(kāi)關(guān)電源(SMPS)設(shè)計(jì)采用的標(biāo)準(zhǔn)控制方法稱為“電壓模式”操作。斜坡發(fā)生器驅(qū)動(dòng)電壓比較器的一個(gè)輸入端，來(lái)自誤差放大器/環(huán)路濾波器的誤差信號(hào)驅(qū)動(dòng)另一個(gè)輸入端，見(jiàn)圖1。得到的是僅基于電壓誤差信號(hào)的PWM脈沖。該工作模式下的電路具有以下兩個(gè)局限性：一是沒(méi)有保護(hù)電路元件的限流功能，二是對(duì)輸入輸出的瞬態(tài)變化響應(yīng)緩慢。

圖1 電壓模式控制

電流模式控制

隨著SMPS設(shè)計(jì)的成熟，一種稱為“電流模式”控制的更安全的系統(tǒng)正逐步進(jìn)入設(shè)計(jì)師的視線。該系統(tǒng)使用由電感電流驅(qū)動(dòng)的電流反饋信號(hào)取代了斜坡發(fā)生器。用這種方法得到的系統(tǒng)的電感峰值電流由誤差信號(hào)直接控制，從而根除了可能由過(guò)電流條件導(dǎo)致的電路故障，見(jiàn)圖2。由于電流模式控制的是電感電流，因而可有效地消除控制回路中由電感產(chǎn)生的“極點(diǎn)”和延遲，從而提高系統(tǒng)的瞬態(tài)響應(yīng)速度。

圖2 電流模式控制

斜坡補(bǔ)償?shù)闹匾?/p>

大多數(shù)模擬電流模式PWM控制器的一個(gè)顯著問(wèn)題是其只能測(cè)量峰值電流。因輸出電容是對(duì)平均電流進(jìn)行積分以產(chǎn)生所需輸出電壓，因此實(shí)際上需要的是測(cè)量平均電流的能力。通常，平均電流可以近似為峰值電流的一半。對(duì)于占空比小于50%的情況，在啟動(dòng)下一個(gè)PWM周期前，電感電流有足夠的時(shí)間衰減到0。只要電感電流在PWM周期末達(dá)到0，平均電流就等于電感峰值電流的一半，見(jiàn)圖3。

圖3 占空比小于50%時(shí)，平均電流近似為峰值電流的一半

通常這種設(shè)計(jì)方案是可行的，但是當(dāng)占空比大于50%時(shí)，有些問(wèn)題就會(huì)顯現(xiàn)出來(lái)。主要原因是平均電流不再近似為峰值電流的一半，見(jiàn)圖4。

圖4 占空比大于50%時(shí)，平均電流大于峰值電流的一半

隨著PWM占空比在大于等于50%的條件下繼續(xù)增加，平均電流就會(huì)越來(lái)越大于用測(cè)量峰值電流估計(jì)的值。得到的輸出電壓將會(huì)高于預(yù)期，并且持續(xù)上升直到較慢的電壓控制回路重新調(diào)整電流設(shè)定點(diǎn)。輸出電壓會(huì)下降到預(yù)期電壓以下，然后重復(fù)此過(guò)程(稱為子周期(sub-cycle)振蕩)。

為解決電流模式的不穩(wěn)定性問(wèn)題，針對(duì)模擬電流模式控制器開(kāi)發(fā)了名為“斜坡補(bǔ)償”的技術(shù)。通過(guò)在電壓誤差放大器生成的電流閾值上添加一個(gè)下降沿鋸齒波電壓，見(jiàn)圖5，為限流比較器生成新的電流閾值，使其能更緊密地跟蹤平均電感電流。

圖5 斜坡補(bǔ)償

數(shù)字電流模式控制中的設(shè)計(jì)問(wèn)題

采用數(shù)字電流模式控制克服了模擬電流模式PWM控制器的許多局限性。SMPS中的數(shù)字電流模式控制非常有價(jià)值，因?yàn)樗峁┝嗽S多功能，如晶體管峰值電流保護(hù)、消除磁性元件中的磁場(chǎng)“棘輪效應(yīng)”、輸入電壓變化抑制和簡(jiǎn)單的控制回路補(bǔ)償。實(shí)現(xiàn)電流模式控制會(huì)帶來(lái)另一個(gè)好處，即使用誤差電壓控制電感電流的最大值，使電感成為電壓控制的電流源。作為電流源，電感不再在回路的頻率響應(yīng)中產(chǎn)生極點(diǎn)。這樣，回路從無(wú)條件不穩(wěn)定電路變?yōu)橛袟l件穩(wěn)定電路，這使得環(huán)路濾波器設(shè)計(jì)更加簡(jiǎn)單。既然電流模式是如此優(yōu)越的系統(tǒng)，為什么數(shù)字SMPS設(shè)計(jì)師仍然使用電壓模式控制呢?

許多DSC沒(méi)有模擬比較器和可以在PWM周期的適當(dāng)點(diǎn)測(cè)量電感電流的ADC。缺少某些方法以在期望點(diǎn)及時(shí)精確地測(cè)量電流，DSC就必須不停地在PWM周期用ADC測(cè)量電感電流，以捕捉當(dāng)電感電流達(dá)到期望值的“瞬間”。為了達(dá)到12位分辨率，需要在每個(gè)PWM脈沖進(jìn)行多達(dá)2048次ADC電流轉(zhuǎn)換。所需的ADC的采樣速率為10億次/秒。另外，需要充足的處理能力來(lái)收集這10億次轉(zhuǎn)換，將每次轉(zhuǎn)換結(jié)果與誤差信號(hào)相比較，并在達(dá)到預(yù)期電流時(shí)，關(guān)閉PWM輸出。保守的說(shuō)，這意味著需要一個(gè)每秒能執(zhí)行10億條指令(BIPS)的處理器。顯然，這不是一種解決該問(wèn)題的低成本設(shè)計(jì)方案。

DSC簡(jiǎn)化了SMPS電流模式控制的設(shè)計(jì)

那么設(shè)計(jì)師如何在數(shù)字SMPS設(shè)計(jì)中實(shí)現(xiàn)電流模式控制?答案就是使用具有支持SMPS設(shè)計(jì)的外設(shè)的最新數(shù)字信號(hào)控制器(DSC)。

當(dāng)用DSC實(shí)現(xiàn)SMPS設(shè)計(jì)時(shí)，有很多可行的方法可用來(lái)執(zhí)行電流模式控制。例如，Microchip的dsPIC30F202X DSC有以下特性：高分辨率數(shù)字PWM發(fā)生器、以每秒兩百萬(wàn)次的采樣速度異步采樣和轉(zhuǎn)換信號(hào)的ADC、帶相關(guān)的10位參考數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)的高速模擬比較器、30MIPS高性能具備DSP處理能力的控制器。[!--empirenews.page--]

片上DAC為模擬比較器提供了可編程的閾值，軟件可以隨時(shí)更新這些參考DAC的值以設(shè)定峰值電流限制。

數(shù)字電流模式方法的關(guān)鍵在于使用具有特定片內(nèi)PWM外設(shè)(其工作方式與分立式電流模式PWM發(fā)生器相同)的DSC，見(jiàn)圖6。

圖6 具有自動(dòng)關(guān)閉功能的基于計(jì)數(shù)器的PWM

從圖2中的框圖可知，2個(gè)混合信號(hào)組件(1個(gè)電壓比較器和1個(gè)DAC)已添加到普通的基于定時(shí)器的PWM外設(shè)中。電壓比較器向PWM模塊提供一個(gè)關(guān)閉信號(hào)，此信號(hào)與占空比計(jì)數(shù)器的輸出一起對(duì)PWM信號(hào)進(jìn)行門控。當(dāng)占空比計(jì)數(shù)器達(dá)到0時(shí)，比較器的輸出可以將PWM輸出驅(qū)動(dòng)至0。

DAC的輸入來(lái)自DSC，并生成比較器的參考信號(hào)。當(dāng)該系統(tǒng)被整合到數(shù)字SMPS時(shí)，PWM模塊中的計(jì)數(shù)器發(fā)出PWM脈沖，DAC產(chǎn)生一個(gè)送至比較器反相輸入端的電壓(該電壓表示的是電感的期望電流)，而反饋電流被送至比較器的同相輸入端。

隨著電感內(nèi)電流的形成，占空比計(jì)數(shù)器將繼續(xù)向上計(jì)數(shù)。如果電感電流先達(dá)到期望值，比較器將終止脈沖，電感開(kāi)始向輸出電容放電。如果PWM計(jì)數(shù)器先達(dá)到特定的占空比值，比較器將終止PWM脈沖。該方法在模擬和數(shù)字兩個(gè)領(lǐng)域都達(dá)到了最佳效果——既可以得到一個(gè)不需要高M(jìn)IPS處理器的快速電流模式反饋，又可以具有設(shè)定最大占空比來(lái)限流的能力。

實(shí)現(xiàn)數(shù)字電流模式設(shè)計(jì)

如何讓該系統(tǒng)工作?我們首先確定SMPS設(shè)計(jì)需要的PWM頻率和最大占空比。這些參數(shù)用來(lái)對(duì)PWM的計(jì)數(shù)器部分進(jìn)行配置。下一步，將參考DAC輸出調(diào)整至期望的電流反饋信號(hào)的最大范圍。這能在控制PWM占空比時(shí)提供最高分辨率。最后，設(shè)計(jì)比例積分器微分器(PID)軟件代碼，它會(huì)接收來(lái)自ADC的電壓反饋，將它和內(nèi)部數(shù)字參考電壓作比較，適當(dāng)濾波以幫助穩(wěn)定，然后將所需電流設(shè)置輸出到產(chǎn)生比較器參考電壓的DAC，見(jiàn)圖7。

圖7 數(shù)字電流模式控制

如何處理占空比大于50%時(shí)的電流模式穩(wěn)定性問(wèn)題?PID軟件可設(shè)置所需的電流值，因此就可以輕松地調(diào)整DAC值。因?yàn)閿?shù)字方式的控制操作統(tǒng)統(tǒng)由軟件完成，故采用數(shù)字方式進(jìn)行斜坡補(bǔ)償比采用模擬方式更加容易。模擬解決方案需要一個(gè)與PWM脈沖同步的斜坡發(fā)生器以及一個(gè)求和結(jié)點(diǎn)(將斜坡電壓加在電流反饋上)。

這一方案設(shè)計(jì)了一個(gè)簡(jiǎn)單的電流模式SMPS系統(tǒng)，該系統(tǒng)使用性價(jià)比高的30 MIPS DSC來(lái)完成1~2個(gè)BIPS處理器較難完成的工作。假設(shè)處理器在下一個(gè)脈沖開(kāi)始之前只需計(jì)算一個(gè)新的期望電流值，那么處理器應(yīng)有足夠的空閑時(shí)間完成其他任務(wù)，例如通信、系統(tǒng)監(jiān)視和決策性功能(包括軟啟動(dòng)/上電序列以及處理故障檢測(cè)和恢復(fù))。

數(shù)字電流模式控制技術(shù)

DSC包含一個(gè)ADC，它能夠在PWM周期內(nèi)進(jìn)行精確的特定電流采樣采集，無(wú)需使用模擬比較器就可以實(shí)現(xiàn)電流模式控制。數(shù)字電流模式控制回路基于以下事實(shí)：可以計(jì)算出達(dá)到期望電感電流值所需的PWM導(dǎo)通時(shí)間?？梢詼y(cè)量電感上的電壓，當(dāng)感應(yīng)系數(shù)已知時(shí)，還可測(cè)量電感中的初始電流。

給定：V=Ldi/dt

I(t)=I(to)+1/L*∫V(t)dt

整理為：(L/V)*(I(t)-I(to))=dt

使用公式：PWM導(dǎo)通時(shí)間=(L/V)*2*(Idesired-Istart)

對(duì)于大多數(shù)應(yīng)用，由于輸入濾波器電容較大，故輸入電壓不能快速改變。因此，無(wú)需每次執(zhí)行控制算法時(shí)都計(jì)算耗時(shí)的除法運(yùn)算(L/V)。許多PWM周期可以共用計(jì)算結(jié)果以減少計(jì)算的工作量。視L/V項(xiàng)為恒量，占空比其余部分的計(jì)算就很輕松了。不將模擬比較器用作PWM信號(hào)的關(guān)斷控制器，使其可用于檢測(cè)負(fù)載電流意外出現(xiàn)大幅瞬態(tài)變化的情況或輸出過(guò)壓條件。

前饋技術(shù)

電流模式控制的優(yōu)點(diǎn)之一是提高了對(duì)可變輸入電壓的響應(yīng)。SMPS系統(tǒng)采用了數(shù)字控制之后，很容易為可變輸入電壓提供前饋補(bǔ)償。大多數(shù)SMPS拓?fù)渲杏脕?lái)描述輸出電壓與輸入電壓、占空比和變壓器匝數(shù)比關(guān)系的傳遞公式相對(duì)簡(jiǎn)單?？稍陔娏髟O(shè)定點(diǎn)添加電壓前饋，或者以與電流控制回路并聯(lián)的方式添加到電路中。例如，降壓轉(zhuǎn)換器的傳遞公式為：

Vout=Vin*占空比/周期

通常情況下，所有控制計(jì)算的期望結(jié)果都用于生成要裝入到PWM占空比寄存器中的值。

占空比=Vout*(周期/Vin)

計(jì)算輸入電壓的前饋補(bǔ)償所花費(fèi)的時(shí)間是執(zhí)行除法運(yùn)算所需的時(shí)間。前饋補(bǔ)償技術(shù)本質(zhì)上非常穩(wěn)定，并可提供更快的瞬態(tài)響應(yīng)。

結(jié)論

本文討論了在SMPS應(yīng)用中實(shí)現(xiàn)電流模式控制的各種方法(使用或不使用模擬比較器)。帶合適外設(shè)的DAC在實(shí)現(xiàn)SMPS時(shí)提供了多種選擇。從模擬SMPS控制到數(shù)字SMPS控制的轉(zhuǎn)換過(guò)程中的一個(gè)重要步驟是要意識(shí)到電流模式控制的期望功能是完全可以在DSC中通過(guò)各種技術(shù)實(shí)現(xiàn)的。