現(xiàn)今，電源設備有朝著數(shù)字化方向發(fā)展的趨勢。然而絕大多數(shù)數(shù)控電源設計是通過高位數(shù)的A/D和D/A芯片來實現(xiàn)的，這雖然能獲得較高的精度，但也使得成本大為增加。本文介紹一種基于AVR單片機PWM功能的低成本高精度數(shù)控恒流源，能夠精確實現(xiàn)0～2A恒流。

　　系統(tǒng)框圖

　　圖1為系統(tǒng)的總體框圖。本系統(tǒng)通過小鍵盤和LCD實現(xiàn)人機交流，小鍵盤負責接收要實現(xiàn)的電流值，LCD 12864負責顯示。AVR單片機根據(jù)輸入的電流值產(chǎn)生對應的PWM波，經(jīng)過濾波和功放電路后對壓控恒流元件進行控制，產(chǎn)生電流，電流再經(jīng)過采樣電阻到達負載。同時，對采樣電阻兩端信號進行差分和放大，送入ADC。單片機根據(jù)采集到的值調整PWM輸出，從而調整了輸出電流。如此反復，直到電流達到設定要求。

　　圖1 數(shù)控恒流源系統(tǒng)框圖

　　模塊介紹

　　1 人機接口模塊

　　本模塊包括小鍵盤電路和液晶顯示電路。鍵盤設計為3×4鍵盤，由數(shù)字鍵0～9，功能鍵“刪除”及“確認”組成，采用反轉法實現(xiàn)鍵值識別。顯示電路由帶中文字庫的LCD 12864構成，該液晶可以每行8個漢字顯示4行。由于這部分電路比較簡單，在此不詳述。

　　2 核心控制模塊

　　系統(tǒng)的核心控制模塊為AVR單片機(ATMEGA 16L)。主要使用了AVR的PWM功能和A/D功能。

　　AVR單片機片內有一個具有16位PWM功能的定時/計數(shù)器。在普通模式下，計數(shù)器不停地累加，計到最大值(TOP=0xffff)后溢出，返回到最小值0x0000重新開始。當啟用PWM功能即在單片機的快速PWM模式下，通過調整OCR1A的值可實現(xiàn)輸出PWM波的占空比變化。產(chǎn)生PWM波形的機理是：PWM引腳電平在發(fā)生匹配時(匹配值為0～0xffff之間的值，如圖2中的C)，以及在計數(shù)器清零(從MAX變?yōu)锽OTTOM)的那一個定時器時鐘周期內發(fā)生跳變，具體實現(xiàn)過程如圖2所示。

　　圖2 PWM波產(chǎn)生過程

　　圖2中的C～F為OCR1A匹配值。從圖中可見，波形在每個匹配值處以及計數(shù)清零時輸出發(fā)生變化，從而實現(xiàn)了PWM波。由于OCR1A的值可以從0x0000到0xffff，共有65535個值，因此PWM波的最大分辨率為1/65535，滿足系統(tǒng)分辨率設計要求。PWM波的頻率為：

　　(1)

　　其中，fclk_I/O為系統(tǒng)時鐘頻率 (7.3728MHz)，N為分頻系數(shù)(取1、8、64、256或1024)。在N取1時，根據(jù)式(1)得PWM波的最大頻率為7.3728MHz;當N取1024時，PWM波的最小頻率為 7.2kHz。本系統(tǒng)N取256，PWM波頻率為28.8kHz。

　　單片機內部有1個10位的逐次逼近型ADC，當使用片內VCC作為參考電壓Vref，其分辨率為：

　　(2)

　　若使用片內的2.56V基準源作為參考電壓，依據(jù)式(2)可得到其分辨率為0.003V。

　　當系統(tǒng)需要更高的分辨率時，可以通過軟件補償?shù)姆椒▉韺崿F(xiàn)。具體實現(xiàn)方法可參考相關資料。

　　3 濾波和功放模塊

　　圖3 二階RC低通濾波電路

　　PWM波產(chǎn)生后不能直接用于控制MOSFET，需把其變成能隨占空比變化而變化的直流電壓。在此，我們選用二階RC低通無源濾波器，并取得了很好的效果。

　　二階RC低通無源濾波器的系統(tǒng)函數(shù)為：

　　(3)

　　其中，A為通帶增益，Q為品質因素， ω0為截止頻率。根據(jù)式(1)算出PWM波的頻率，取截止頻率為30kHz，由式(3)可確定對應的電阻、電容值。

　　由于無源濾波器的負載能力差，信號經(jīng)過二階無源濾波網(wǎng)絡后衰減比較厲害，需要增加一級功率放大電路。功放電路比較簡單，也有經(jīng)典電路，限于篇幅不再贅述。4 恒流源模塊

　　恒流源采用的是壓控恒流元件IRF540，它的VGS為20V，ID為33A。截止時，最大漏電流為1μA，導通電阻僅有0.04Ω，圖4為IRF540的特性曲線。

　　圖4 IRF540特性曲線

　　由圖4可知，當VGS為5V時，可輸出電流就可達到30A左右，完全能實現(xiàn)小電壓控制大電流的目的。具體應用電路如圖5所示。

　　圖5 橫流電路

　　IRF540的G極接PWM波轉換后的直流電壓，D極接能提供15V/5A電流的電源(可采用開關電源)，S極用來接采樣電阻和負載。采樣電阻應采用溫漂系數(shù)低、阻值為10mΩ、精度為1%的大功率錳銅絲電阻。當對采樣電阻兩端信號進行差分后，可得到采樣電阻兩端的電壓值U，而在已知采樣電阻阻值情況下，很容易得到流經(jīng)采樣電阻的電流，即I=U/R。由于負載與采樣電阻在同一條支路，故流經(jīng)負載的電流也為I。差分放大電路的放大倍數(shù)可根據(jù)采樣電阻阻值以及ADC的參考電壓來選擇，圖5中要求R1=R3，R2=R4，放大倍數(shù)為R4/R3。需要注意的是該電路應該具有很高的輸入阻抗，以減少對負載電路的影響。差分信號經(jīng)ADC口送入單片機進行處理。

　　軟件設計

　　由圖6可知，整個系統(tǒng)是一個動態(tài)的閉環(huán)系統(tǒng)。由于PWM初始匹配值設置的大小不同，電流值在開始時可能會跟設定值有較大偏差。隨著閉環(huán)系統(tǒng)的自我調整，逐漸使輸出穩(wěn)定在設定值上下。系統(tǒng)達到穩(wěn)定狀態(tài)的時間以及穩(wěn)定后電流值波動的幅度，可根據(jù)設計要求由軟件來調整。

　　圖6 程序流程圖

　　實驗結果

　　我們對此數(shù)控恒流源進行了負載測試，測試結果如下：

　　從表1和表2的實測數(shù)據(jù)中可以看出，該恒流源在負載為100Ω以內，最大誤差僅為2mA，在0～200mA段沒有誤差，滿足了設計要求，達到了較高的精度。

　　如果需要提高200mA段以上的精度，可采用軟件補償?shù)姆椒▽崿F(xiàn)。即先測量足夠多的測試數(shù)據(jù)，然后采用曲線擬合方法對數(shù)據(jù)分段進行補償，詳細方法可參考相關資料。

　　結語

　　本數(shù)控恒流源電路結構簡單，成本低，系統(tǒng)穩(wěn)定可靠，精度高，已經(jīng)應用于工業(yè)生產(chǎn)。如果設計要求更高的恒流值，可以更換更大功率的+15V/I電源，以及更換合適的壓控恒流元件。