簡 介

為了滿足系統(tǒng)芯片(SoC)中通訊收發(fā)器中寬帶信號處理的要求，選擇模擬前端(AFE) IP及其組件(模數(shù)轉(zhuǎn)換器 (ADC)、數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)和鎖相環(huán)路(PLL))十分復(fù)雜。優(yōu)化各組件性能要求是避免額外功耗(超過指標(biāo)要求)或 系統(tǒng)性能損失的關(guān)鍵。

AFE IP組件一般從其電氣特性方面說明，而系統(tǒng)設(shè)計(jì)師則用不同的指標(biāo)體系評價(jià)系統(tǒng)性能。因此，系統(tǒng)設(shè)計(jì)師必 須理解AFE IP組件的電氣規(guī)格以及它們影響系統(tǒng)總體性能的方式。

這本白皮書描述了一種判斷任何指定AFE的電氣特性是否適合目標(biāo)應(yīng)用的簡化方法，如無線或有線連接環(huán)境中的 寬帶信號收發(fā)器、蜂窩通訊和數(shù)字電視及無線電廣播。此外，這本白皮書還圖解說明了一種研究不同組件相對性 能與工作模式之間取舍、從而找到性能、功耗、面積和成本最佳的SoC的方法。

模擬前端

在寬帶信號收發(fā)器SoC中，AFE把模擬信號轉(zhuǎn)換為需要進(jìn)一步數(shù)字處理的數(shù)字域，對于模擬傳輸過程則剛好相 反。AFE還作為數(shù)字SoC與模擬RF收發(fā)器芯片之間的模擬通訊接口。

圖1表示數(shù)字基帶新IP中的AFE實(shí)例。這個(gè)AFE之間包括：

接收路徑中的一個(gè)或多個(gè)雙通道(IQ) ADC

發(fā)射路徑中的一個(gè)或多個(gè)雙通道(IQ) DAC

一個(gè)為AFE中所有數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生取樣時(shí)鐘的 PLL

其他組件，如輔助和內(nèi)務(wù)功能用的通用ADC和DAC

AFE規(guī)格挑戰(zhàn)

發(fā)射信號使用復(fù)雜調(diào)制方法的通訊系統(tǒng)如正交頻分復(fù)用(OFDM)， 其對性能的要求通常用誤差矢量幅度(EVM)參數(shù)來定義。

OFDM調(diào)制是在非理想信道上傳遞數(shù)據(jù)使用的一種有效和可靠的方法，這種信道容易衰減和受無線通訊系統(tǒng)中常見的多路徑干擾影響。在OFDM中，數(shù)據(jù)在多個(gè)相隔緊密的正交載波頻率上編碼，每個(gè)載波頻率使用正交調(diào)幅(QAM)方案調(diào)制。

EVM參數(shù)一般用于衡量數(shù)字收發(fā)器的質(zhì)量。當(dāng)收發(fā)器發(fā)射特定調(diào)制信號時(shí)，無論信號來源如何，EVM參數(shù)是匯集了影響收發(fā)器性能的所有不同組件貢獻(xiàn)大小的一個(gè)綜合性能參數(shù)。EVM參數(shù)表示星座圖中每個(gè)QAM符號位置相對于其理想位置的偏差。圖2給出了一個(gè)QAM16調(diào)制實(shí)例。

圖2左側(cè)表示EVM較高的理想星座(每個(gè)黑色圓點(diǎn)代表一個(gè)符號)。右側(cè)表示EVM較低的真實(shí)不完美星座，其中符號(灰色圓點(diǎn))在一個(gè)較大區(qū)域中擴(kuò)散。如果灰色區(qū)域是分離的，那么就能解調(diào)。如果它們互相重疊，就會出現(xiàn)解調(diào)錯(cuò)誤。

另一方面，AFE的電氣性能經(jīng)常通過參照其組件的本征特性來定義，如：

ADC和DAC的信噪比(SNR)、諧波失真、無雜散動態(tài)范圍(SFDR)、I&Q匹配

PLL的相位噪聲、長期抖動、頻率精度

這些本征特性是針對具體每個(gè)組件的，傳統(tǒng)上使用單音信號或最多幾個(gè)音信號獲得。所以，調(diào)制信號的特性沒有考慮在內(nèi)。

為了確認(rèn)AFE(及其組件)性能是否符合具體系統(tǒng)要求，系統(tǒng)設(shè)計(jì)師必須使用AFE電氣規(guī)格確定AFE系統(tǒng)級性能(如EVM貢獻(xiàn))，同時(shí)考慮信號特點(diǎn)和很多其他因素。

不幸的是，這種分析十分復(fù)雜且難以理解，因?yàn)橛绊懰囊蛩睾芏唷２贿^，只要作出幾個(gè)假設(shè)，就可以在系統(tǒng)上實(shí)現(xiàn)這種分析的簡化方法,而通常高斯噪聲源是影響系統(tǒng)性能的主要因素。

對于具有這種特點(diǎn)的系統(tǒng)，總SNR與EVM關(guān)系密切：

因此，只要確定AFE對總系統(tǒng)SNR的貢獻(xiàn)就足以確認(rèn)AFE性能是否滿足系統(tǒng)要求。

AFE性能貢獻(xiàn)

以下部分將討論一種確定AFE性能對收發(fā)器總體SNR性能貢獻(xiàn)大小的方法。這種方法考慮了被處理信號的關(guān)鍵特性(輸入信號帶寬和振幅、調(diào)制方案)和AFE之間的性能(ADC SNR、PLL時(shí)鐘抖動等)。

盡管這里討論的方法以ADC(接收)影響為主，但同樣適合DAC(發(fā)射)。

ADC SNR規(guī)格(SNRnyq)是確定AFE對系統(tǒng)EVM貢獻(xiàn)的起點(diǎn)。SNRnyq規(guī)格(數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器本征SNR)是指信號功率(假設(shè)信號是滿幅純正弦波)與ADC所有噪聲貢獻(xiàn)功率之比。它包括熱噪聲和在完整ADC奈奎斯特帶上積分的量化噪聲。

不過，考慮信號特點(diǎn)，如信號帶寬和輸入信號振幅以及PLL時(shí)鐘的貢獻(xiàn)，就能改善轉(zhuǎn)換器有效SNR。

輸入信號帶寬

運(yùn)用現(xiàn)代頻域數(shù)字信號處理技術(shù)解調(diào)ADC輸出上的信號。不過，通常我們只考慮具有關(guān)注帶內(nèi)的信號成分，從而有效濾除所有帶外噪聲成分。

提高數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器SNR性能的一個(gè)簡單辦法是通過一個(gè)更大的頻譜分散它產(chǎn)生的總噪聲功率，藉此增大轉(zhuǎn)換器采樣率，超過最小奈奎斯特極限。這降低了任何指定頻帶上的噪聲功率密度，從而提高了SNR(當(dāng)只考慮帶內(nèi)信號時(shí))。如圖3所示，這種方法稱過采樣。

右側(cè)上的ADC使用的采樣率比左側(cè)ADC使用的采樣率高，因此落入關(guān)注頻帶內(nèi)的總噪聲(用數(shù)字濾波器識別)較小，而有效轉(zhuǎn)換器SNR較大。

其中Fs是采樣頻率，BW是信號帶寬(單位均為Hz)。例如，采樣頻率每翻一倍，SNR提高3 dB [1]。

過采樣簡化了ADC輸入上的模擬抗混疊濾波器，或DAC輸出上的重建濾波器。這由于信號鏡像位于采樣頻率倍數(shù)居中位置、具有較寬頻率區(qū)間而容易濾波。

圖4表示信號受Fs/2數(shù)倍以外頻率中其他信道反射信號鏡像影響的實(shí)例。這些反射(或"混疊")信號鏡像落入帶內(nèi)，因此無法在數(shù)字域?yàn)V波。

為了避免這種反射，必須在ADC前面引入抗混疊濾波器，削弱Fs/2以外的任何分量。較高的Fs/2帶寬簡化了抗混疊濾波器。

紫色形狀為實(shí)際信號，綠色形狀是Fs周圍信號的反射圖像。

輸入信號振幅

影響數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器本征噪聲的主要因素是量化噪聲和熱噪聲，一般假設(shè)為具有均勻功率分布的白色噪聲。這些噪聲分量的功率通常與信號幅度無關(guān)。因此，信號幅度的任何減小(回退)都會導(dǎo)致有效SNR減小。

在通訊系統(tǒng)中，信號經(jīng)常使用峰均比(PAR)較大的復(fù)雜調(diào)制方案。為了飽和一個(gè)可能導(dǎo)致信號削波、較高失真和帶外功率的ADC，該信號必須回退(衰減)，使得信號峰值落入ADC滿幅范圍內(nèi)。

可能需要額外回退，以防因在不理想信道上傳遞的正常信號強(qiáng)度變化而導(dǎo)致飽和，或者要考慮在ADC輸入前可能尚未完全過濾的相鄰信道的強(qiáng)度。

信號回退的實(shí)施量要考慮以下因素：

是否存在沒有適當(dāng)過濾的強(qiáng)帶外信號

沒有得到收發(fā)器自動增益控制補(bǔ)償?shù)臒o線電信號的變化

模擬信號鏈中與制程-電壓-溫度(PVT)變化有關(guān)的增益不準(zhǔn)確

確定PLL時(shí)鐘抖動的貢獻(xiàn)

現(xiàn)在我們來看一下PLL時(shí)鐘抖動造成的采樣時(shí)間不確定性如何也會影響數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器SNR性能。

時(shí)鐘抖動對SNR的貢獻(xiàn)用以下公式估算：

width="600">

其中BW是信號帶寬(單位Hz) [3]。

如果存在強(qiáng)帶外干擾，采樣時(shí)鐘相位噪聲還會影響系統(tǒng)性能。圖7中，調(diào)制到帶外干擾中的相位噪聲進(jìn)入關(guān)注信號帶內(nèi)部，因此無法被過濾，即使帶外干擾本身已在數(shù)字域中被過濾掉。

強(qiáng)帶外干擾，如果沒有衰減的話，可能產(chǎn)生嚴(yán)重的系統(tǒng)性能影響，因?yàn)椋?/p>

為避免ADC輸入飽和而對該信號強(qiáng)加巨大的回退衰減

為避免SNR下降而強(qiáng)加額外的時(shí)鐘抖動約束

其他錯(cuò)誤來源

現(xiàn)代解調(diào)架構(gòu)一般實(shí)現(xiàn)直接的解調(diào)方案。在這些架構(gòu)中，I、Q通道之間的任何增益、相位或偏移失配都會影響總SNR下降。內(nèi)置校準(zhǔn)算法通?？梢园堰@些影響降低到可管理的水平。出于SNR預(yù)算考慮，我們增加~1到2 dBSNR裕量，以考慮SNR上校準(zhǔn)失配的殘留影響。

計(jì)算AFE性能貢獻(xiàn)

以下步驟和公式匯總了確定AFE對系統(tǒng)級SNR總貢獻(xiàn)的程序。

高性能AFE是其EVM僅對總收發(fā)器性能具有邊緣影響的AFE。0.5到0.7 dB的影響通常是可接受的。

對WiFi 802.11ac收發(fā)器上的AFE運(yùn)用這種方法

為了應(yīng)用這些計(jì)算，考慮一個(gè)信號使用160 MHz BW進(jìn)行OFDM調(diào)制且每個(gè)副載波使用QAM256調(diào)制方案調(diào)制的傳 輸系統(tǒng)(與WiFi 802.11ac收發(fā)器相似)。此外，考慮零中頻解調(diào)方案的實(shí)現(xiàn)。

這種情況下，在I和Q ADC輸入上得到的基帶正交調(diào)制信號分別有80 MHz的信道帶寬。

進(jìn)一步假設(shè)AFE的以下特性：

ADC SNR = 62 dB (SNRnyq)

ADC采樣率 = 160 MSPS (Fs)

時(shí)鐘長期抖動 = 8 ps-rms (σLTJ)

OFDM信號峰均比 = 12 dB (PAR)

信號回退 = 10 dB (IBO)

ADC信號BW = 80 MHz (BW)

那么，該AFE的總SNR為：

SNRJ = 52.7 dB

SNRADC = 43.0 dB

SNRtotal = 42.6 dB

此例中，解調(diào)QAM256信號的EVM要求在-33.8 dB的數(shù)量級上(需要的SNR為33.8 dB)。與需要的SNR之間存在~8.8 dB的裕量，導(dǎo)致總系統(tǒng)性能的可接受下降只有0.6 dB。

類似的SNRtotal可以用具有以下特性的AFE達(dá)到：

ADC SNR = 66 dB (SNRnyq)

時(shí)鐘長期抖動 = 20 ps-rms (σLTJ)

因此，可以用ADC性能抵消時(shí)鐘抖動來實(shí)現(xiàn)相同的目標(biāo)。

結(jié)論

使用本白皮書中描述的方法，系統(tǒng)設(shè)計(jì)師可以快速判斷任何指定AFE是否滿足其目標(biāo)應(yīng)用的需要，包括無線或有線連 接環(huán)境中的寬帶信號收發(fā)器、蜂窩通訊和數(shù)字電視及無線電廣播。使用這種方法，系統(tǒng)設(shè)計(jì)師可以快速評估系統(tǒng)中 AFE性能的影響并搞清楚它是否符合其SoC要求，從而避免過高的規(guī)格和功耗。此外，設(shè)計(jì)師還能快速評估不同替代 方案和配置的折衷，從而找到適合SoC的最優(yōu)性能、功耗、面積和成本。