逆變器的兩種電流型控制方式
摘要：研究分析了逆變器的兩種雙環(huán)瞬時(shí)反饋控制方式——電流型準(zhǔn)PWM控制方式和三態(tài)DPM電流滯環(huán)跟蹤控制方式，介紹其工作原理，分析比較其動(dòng)態(tài)和靜態(tài)性能，并給出具體實(shí)現(xiàn)電路及系統(tǒng)仿真結(jié)果。
關(guān)鍵詞：PWM逆變器功率變換器控制
On Two Types of Current Programmed Control Topologies for Inverters
Abstract:This paper presents a comparative study on two types of current programmed instant control modes for inverters,
PWM and hysteresis type.Principle, static and dynamic performance are discussed. Realization circuits and
simulation results are presented.
Keywords:PWM, Inverter, Power converter, Control
中圖法分類號(hào)：TN86文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼：A文章編號(hào)：0219?2713(2000)12－642－03
電流型雙環(huán)控制技術(shù)在DC/DC變換器中廣泛應(yīng)用，較單電壓環(huán)控制可以獲得更優(yōu)良的動(dòng)態(tài)和靜態(tài)性能[3]。其基本思路是以外環(huán)電壓調(diào)節(jié)器的輸出作為內(nèi)環(huán)電流給定，檢測(cè)電感(或開關(guān))電流與之比較，再由比較器的輸出控制功率開關(guān)，使電感和功率開關(guān)的峰值電流直接跟隨電壓調(diào)節(jié)器的輸出而變化。如此構(gòu)成的電流、電壓雙閉環(huán)變換器系統(tǒng)瞬態(tài)性能好、穩(wěn)態(tài)精度高，特別是具有內(nèi)在的對(duì)功率開關(guān)電流的限流能力。逆變器(DC/AC變換器)由于交流輸出，其控制較DC/DC變換器復(fù)雜得多，早期采用開關(guān)點(diǎn)預(yù)置的開環(huán)控制方式[1]，近年來瞬時(shí)反饋控制方式被廣泛研究，多種各具特色的實(shí)現(xiàn)方案被提出，其中三態(tài)DPM(離散脈沖調(diào)制)電流滯環(huán)跟蹤控制方式性能優(yōu)良，易于實(shí)現(xiàn)。本文將電流型PWM控制方式成功用于逆變器控制，介紹其工作原理，與電流滯環(huán)跟蹤控制方式比較動(dòng)態(tài)和靜態(tài)性能，并給出仿真結(jié)果。
1三態(tài)DPM電流滯環(huán)跟蹤控制方式
電流滯環(huán)跟蹤控制方式有多種實(shí)現(xiàn)形式[1，2，4，5]，其中三態(tài)DPM電流滯環(huán)跟蹤控制性能較好且易于實(shí)現(xiàn)[1]。參照?qǐng)D1，它的基本工作原理是：檢測(cè)濾波電感電流iL，產(chǎn)生電流反饋信號(hào)if。if與給定電流ig相比較，根據(jù)兩個(gè)電流瞬時(shí)值之差來決定單相逆變橋的4個(gè)開關(guān)在下一個(gè)開關(guān)周期中的導(dǎo)通情況：ig－if>h時(shí)（h見圖1，為電流滯環(huán)寬度，可按參考文獻(xiàn)[1]P64式5?2選?。㏒1、S4導(dǎo)通，UAB=＋E，＋1狀態(tài)；ig－if－h(huán)時(shí)S2、S3導(dǎo)通，UAB="－"E，－1狀態(tài)；|ig－if|h時(shí)S1、S3或S2、S4導(dǎo)通，UAB="0，"0狀態(tài)。兩個(gè)D觸發(fā)器使S1～S4的開關(guān)狀態(tài)變化只能發(fā)生在周期性脈沖信號(hào)CLK(頻率2f)的上升沿，也就是說開關(guān)點(diǎn)在時(shí)間軸上是離散的，且最高開關(guān)頻率為f。
仿真和實(shí)驗(yàn)表明，iL正半周，逆變器基本上在＋1和0狀態(tài)間切換，而iL負(fù)半周，逆變器基本上在－1和0狀態(tài)間切換，只有U0過零點(diǎn)附近才有少量的＋1和－1之間的狀態(tài)跳變，從而使輸出脈動(dòng)減小。
2電流型準(zhǔn)PWM控制方式
圖1三態(tài)DPM電流滯環(huán)跟蹤控制方式
綜合常規(guī)PWM單、雙極性工作方式的優(yōu)缺點(diǎn)，并借鑒滯環(huán)控制技術(shù)，得到改進(jìn)的電流環(huán)控制電路如圖2。S3、S4基本上以低頻互補(bǔ)，S1、S2以高頻互補(bǔ)方式工作。其基本工作原理：
(1)ig正半周，即ig>0時(shí)
比較器CMP1輸出高電平，S3一直關(guān)斷。
時(shí)鐘信號(hào)CLK的上升沿將觸發(fā)器RS1置1，S1、S4導(dǎo)通，S2關(guān)斷，UAB為＋E，iL按式(1)上升
M1=diL/dt=(E－U0)/L(1)
當(dāng)iL升至if>ig時(shí)RS1翻轉(zhuǎn)，S1關(guān)斷、S2導(dǎo)通，UAB為0，iL按式(2)變化
M2=diL/dt=－U0/L(2)
若U0>0，則iL下降，至開關(guān)周期結(jié)束；而若U00，則iL繼續(xù)上升，此時(shí)可能出現(xiàn)三種情況：
?、賗f上升率小于ig，則if相對(duì)于ig下降至開關(guān)周期結(jié)束；
?、趇f上升率略大于ig，開關(guān)周期結(jié)束時(shí)if大于ig而小于ig＋h，則下一個(gè)開關(guān)周期仍保持該狀態(tài)(UAB為0）；[!--empirenews.page--]
③若if升至ig＋h，則CMP3翻轉(zhuǎn)為1、將RS3清零，S4關(guān)斷，負(fù)載通過D2、D3續(xù)流，UAB為－E，iL按式(3)下降至開關(guān)周期結(jié)束。if的峰值不大于ig＋h
M2=diL/dt=－(E＋U0)/L(3)
(2)ig負(fù)半周，即ig 比較器CMP1輸出低電平，S4一直關(guān)斷。
時(shí)鐘信號(hào)CLK的上升沿將觸發(fā)器RS2清0，S2、S3導(dǎo)通，S1關(guān)斷，UAB為－E，iL按式(3)下降。
當(dāng)iL降至if時(shí)RS2翻轉(zhuǎn)，S2關(guān)斷、S1導(dǎo)通，UAB為0，iL按式(2)變化：若U0，則iL上升至開關(guān)周期結(jié)束；而若U0>0，則iL繼續(xù)下降，此時(shí)也可能出現(xiàn)三種情況：
?、賗f下降率小于ig，則if相對(duì)于ig上升至開關(guān)周期結(jié)束；
?、趇f下降率略大于ig，開關(guān)周期結(jié)束時(shí)if小于ig而大于ig－h(huán)，則下一個(gè)開關(guān)周期仍保持該狀態(tài)(UAB為0)；
?、廴鬷f降至ig－h(huán)，則CMP4翻轉(zhuǎn)為1，RS3清零，S3關(guān)斷，負(fù)載通過D1、D4續(xù)流，UAB為＋E，iL按式(1)上升至開關(guān)周期結(jié)束。|if|的峰值不大于|ig－h(huán)|，即|ig|＋h。
可見，這也是一種三態(tài)工作方式：iL與U0同相時(shí)，逆變器工作在PWM方式，在1狀態(tài)和0狀態(tài)(或－1狀態(tài)和0狀態(tài))間轉(zhuǎn)換；二者反相時(shí)，滯環(huán)才起作用，它使逆變器在1，0和－1三種狀態(tài)間轉(zhuǎn)換。
圖2電流型準(zhǔn)PWM
3靜態(tài)性能的比較
以某逆變器為例，分析和比較上述兩種控制方式下的動(dòng)態(tài)和靜態(tài)性能。電路參數(shù)：E=180VDC，L=1mH,C=20μF；調(diào)制頻率為f；輸出：U0=115VAC、fo=400Hz；額定負(fù)載：1kVA電流和電壓反饋系數(shù)分別為0?4167和0?25；電壓調(diào)節(jié)器為PI型：放大倍數(shù)Ap=13?5，時(shí)間常數(shù)τ1=0?27ms；
表1為不同負(fù)載和不同調(diào)制頻率下U0與基準(zhǔn)電壓Ur的靜態(tài)誤差和U0的THD。
表1不同控制方式下的穩(wěn)態(tài)性能的比較
| 1.f=20kHz | 靜差（％） | THD（％） | ||
|---|---|---|---|---|
| PWM | 滯環(huán) | PWM | 滯環(huán) | |
| 空載 | 1.02 | 1.02 | 3.8 | 2.8 |
| 阻性滿載 | 0.97 | 0.97 | 2.6 | 2.0 |
| 感性滿載（cosφ=0.7） | 0.9 | 0.94 | 11.2 | 3.5 |
| 整流性負(fù)載 | 1.02 | 1.01 | 3.2 | 3.7 |
| 2.f=30kHz | 靜差（％） | THD（％） | ||
| PWM | 滯環(huán) | PWM | 滯環(huán) | |
| 空載 | 1.02 | 1.02 | 0.73 | 0.7 |
| 阻性滿載 | 0.98 | 0.98 | 1.1 | 0.77 |
| 感性滿載（cosφ=0.7） | 0.94 | 0.95 | 2.0 | 1.4 |
| 整流性負(fù)載 | 1.02 | 1.02 | 2.8 | 3.0 |
| 3.f=30kHz | 靜差（％） | THD（％） | ||
| PWM | 滯環(huán) | PWM | 滯環(huán) | |
| 空載 | 1.03 | 1.02 | 0.5 | 0.24 |
| 阻性滿載 | 0.98 | 0.98 | 0.33 | 0.26 |
| 感性滿載（cosφ=0.7） | 0.95 | 0.95 | 0.68 | 0.41 |
| 整流性負(fù)載 | 1.02 | 1.03 | 1.9 | 2.2 |
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圖3起動(dòng)及突加突降負(fù)載動(dòng)態(tài)響應(yīng)過程
（a）三態(tài)DPM電流滯環(huán)跟蹤控制方式
(b)電流型準(zhǔn)PWM控制方式
靜差定義為：，式中U01是U0基波份量有效值，Uon為輸出電壓額定值。
分析表1及仿真波形(略)，發(fā)現(xiàn)：
(1)調(diào)制頻率f較低時(shí)，電流型準(zhǔn)PWM波形失真較嚴(yán)重，但其THD隨f升高而迅速減小。
(2)功率開關(guān)管在電流型PWM方式時(shí)的平均開關(guān)頻率高于滯環(huán)方式，這意味著前者的開關(guān)損耗較大。
(3)電流型PWM方式下，諧波分量集中在調(diào)制頻率及其整倍數(shù)附近，而電流滯環(huán)跟蹤控制方式下UAB的諧波比較平均地分布在較寬的范圍內(nèi)，調(diào)制頻率較低時(shí)容易產(chǎn)生較大的噪音。
(4)輸出電壓靜差基本上不受電流跟蹤方式、調(diào)制頻率的影響，而主要取決于電壓調(diào)節(jié)器參數(shù)，也受主電路參數(shù)影響。
4動(dòng)態(tài)性能的比較
由于開關(guān)點(diǎn)的離散性，DPM電流跟蹤控制方式在控制電路中引入了一個(gè)時(shí)間常數(shù)為1/f的等效純滯后環(huán)節(jié)，對(duì)閉環(huán)系統(tǒng)的穩(wěn)定性和動(dòng)態(tài)性能有不利影響。圖3為起動(dòng)及負(fù)載變化時(shí)兩種控制方式下的電感電流iL和輸出電壓U0仿真波形?？梢?，PWM方式下的動(dòng)態(tài)性能較好，特別是調(diào)制頻率較低時(shí)，差別更明顯。但隨著調(diào)制頻率的提高，滯后時(shí)間常數(shù)減小，滯環(huán)方式的動(dòng)態(tài)性能明顯改善，接近于PWM方式。
改變PI電壓調(diào)節(jié)器參數(shù)(減小放大倍數(shù)或增大積分時(shí)間常數(shù))可以改善動(dòng)態(tài)響應(yīng)的穩(wěn)定性、減小動(dòng)態(tài)壓降，但又將增大靜態(tài)誤差，即重載時(shí)的電壓降落，延長(zhǎng)調(diào)節(jié)時(shí)間。換言之，在達(dá)到同樣動(dòng)態(tài)性能的前提下，電流型PWM控制方式允許較大的放大倍數(shù)或較小的積分時(shí)間常數(shù)，從而獲得更好的靜態(tài)性能。
5結(jié)語(yǔ)
三態(tài)DPM電流滯環(huán)跟蹤控制方式實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，開關(guān)損耗較低、失真較小。電流型準(zhǔn)PWM控制方式可以獲得較好的動(dòng)態(tài)性能，特別是系統(tǒng)穩(wěn)定性及較小的輸出電壓降落，電路實(shí)現(xiàn)比較復(fù)雜，它適于調(diào)制頻率較低或逆變器輸出濾波電感L、電容C較小的情況。而調(diào)制頻率較高時(shí)，三態(tài)DPM電流滯環(huán)跟蹤不失為一種簡(jiǎn)單而性能優(yōu)良的控制方式。
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