摘要：單片開關電源是國際上90年代才開始流行的新型開關電源芯片，本文闡述恒壓/恒流輸出式的設計原理。

關鍵詞：單片開關設計原理恒壓/恒流輸出

The Design Principle of Single? chip Switching Power Supply with Constant Voltage or Constant Current

Abstract:Three? ends single? chip switching power supply is new type swichting power core which has been popular since 1990. This paper introduces the design principle of single? chip switching power supply with constant voltage or constant current.

Keywords:Single? chip switching, Design principle, Constant voltage or constant current

恒壓/恒流輸出式單片開關電源可簡稱為恒壓/恒流源。其特點是具有兩個控制環(huán)路，一個是電壓控制環(huán)，另一個為電流控制環(huán)。當輸出電流較小時，電壓控制環(huán)起作用，具有穩(wěn)壓特性，它相當于恒壓源；當輸出電流接近或達到額定值時，通過電流控制環(huán)使IO維持恒定，它又變成恒流源。這種電源特別適用于電池充電器和特種電機驅(qū)動器。下面介紹一種低成本恒壓/恒流輸出式開關電源，其電流控制環(huán)是由晶體管構(gòu)成的，電路簡單，成本低，易于制作。

1恒壓/恒流輸出式開關電源的工作原理

　　7?5V、1A恒壓/恒流輸出式開關電源的電路如圖1所示。它采用一片TOP200Y型開關電源(IC1)，配PC817A型線性光耦合器(IC2)。85V～256V交流輸入電壓u經(jīng)過EMI濾波器L2、C6)、整流橋(BR)和輸入濾波電容(C1)，得到大約為82V～375V的直流高壓UI，再通過初級繞組接TOP200Y的漏極。由VDZ1和VD1構(gòu)成的漏極箝位保護電路，將高頻變壓器漏感形成的尖峰電壓限定在安全范圍之內(nèi)。VDZ1采用BZY97?C200型瞬態(tài)電壓抑制器，其箝位電壓UB=200V。VD1選用UF4005型超快恢復二極管。次級電壓經(jīng)過VD2、C2整流濾波后，再通過L1、C3濾波，獲得＋7?5V輸出。VD2采用3A/70V的肖特基二極管。反饋繞組的輸出電壓經(jīng)過VD3、C4整流濾波后，得到反饋電壓UFB=26V，給光敏三極管提供偏壓。C5為旁路電容，兼作頻率補償電容并決定自動重啟頻率。R2為反饋繞組的假負載，空載時能限制反饋電壓UFB不致升高。

圖175V、1A恒壓/恒流輸出式開關電源的電路

該電源有兩個控制環(huán)路。電壓控制環(huán)是由1N5234B型6?2V穩(wěn)壓管(VDZ2)和光耦合器PC817A(IC2)構(gòu)成的。其作用是當輸出電流較小時令開關電源工作在恒壓輸出模式，此時VDZ2上有電流通過，輸出電壓由VDZ2的穩(wěn)壓值(UZ2)和光耦中LED的正向壓降(UF)所確定。電流控制環(huán)則由晶體管VT1和VT2、電流檢測電阻R3、光耦IC2、電阻R4～R7、電容C8構(gòu)成。其中，R3專用于檢測輸出電流值。VT1采用2N4401型NPN硅管，國產(chǎn)代用型號為3DK4C；VT2則選2N4403型PNP硅管，可用國產(chǎn)3DK9C代換。R6、R5分別用于設定VT1、VT2的集電極電流值IC1、IC2。R5還決定電流控制環(huán)的直流增益。C8為頻率補償電容，防止環(huán)路產(chǎn)生自激振蕩。在剛通電或自動重新啟動時，瞬態(tài)峰值電壓可使VT1導通，利用R7對其發(fā)射結(jié)電流進行限制；R4的作用是將VT1的導通電流經(jīng)VT2旁路掉，使之不通過R1。電流控制環(huán)的啟動過程如下：隨著IO的增大，當IO接近于1A時，UR3↑→VT1導通→UR6↑→VT2導通，由VT2的集電極給光耦提供電流，迫使UO↓。由UO降低，VDZ2不能被反向擊穿，其上也不再有電流通過，因此電壓控制環(huán)開路，開關電源就自動轉(zhuǎn)入恒流模式。C7為安全電容，能濾除由初、次級耦合電容產(chǎn)生的共模干擾。

圖2恒壓/恒流源的輸出特性

　　該電源既可工作在7?5V穩(wěn)壓輸出狀態(tài)，又能在1A的受控電流下工作。當環(huán)境溫度范圍是0℃～50℃時，恒流輸出的準確度約為±8％。

　　該電源的輸出電壓－輸出電流(U0－I0)特性如圖2所示。由圖可見，它具有以下顯著特點：

　　（1）當u=85VAC或265VAC時，特性曲線變化很小，這表明輸出特性基本不受交流輸入電壓變化的影響；

圖3電壓及電流控制環(huán)的單元電路

　?。?）當IO<0? 90A時 處 于 恒 壓 區(qū) ， IO≈ 0? 98A時 位 于 恒 流 區(qū) ， 且 UO隨 著 IO的 略 微 增 加 而 迅 速 降 低 ；

　?。?）當UO≤2V時，VT1和VT2已無法給光耦繼續(xù)提供足夠的工作電流，此時電流控制環(huán)不起作用，但初級電流仍受TOP200Y的最大極限電流ILIMIT(max)的限制。這時，UR6↑，通過VT1和VT2使光耦工作電流迅速減小，強迫TOP200Y進入自動重新啟動狀態(tài)。這表明，一旦電流控制環(huán)失控，立即從恒流模式轉(zhuǎn)入自動重啟狀態(tài)，將IO拉下來，對芯片起保護作用。[!--empirenews.page--]

2恒壓/恒流輸出式開關電源的電路設計

電壓及電流控制環(huán)的單元電路如圖3所示。

2?1電壓控制環(huán)的設計

　　恒壓源的輸出電壓由下式確定：

UO=UZ2＋UF＋UR1=UZ2＋UF＋IR1·R1(1)

式中，UZ2=6?2V，UF=1?2(典型值)，需要確定的只是R1上的壓降UR1。令R1上的電流為IR1，VT2的集電極電流為IC2，光耦輸入電流(即LED工作電流)為IF，顯然IR1=IC2=IF，并且它們隨u、IO和光耦的電流傳輸比CTR值而變化。TOP200Y的控制端電流IC變化范圍是2?5mA(對應于最大占空比Dmax)～6?5mA(對應于最小占空比Dmin)，現(xiàn)取中間值IC=4?5mA。因IC是從光敏三極管的發(fā)射極流入控制端的，故有關系式(2)

在IC和CTR值確定之后，很容易求出IR1。單片開關電源須采用線性光耦合器，要求CTR=80％～160％，可取中間值120％。將IC=4?5mA，CTR=120％代入式(2)得出，IR1=3?75mA。令R1=39Ω時，UR1=0?146V。最后代入式(1)計算出

UO=UZ2＋UF＋UR1=6?2V＋1?2V＋0?146V

=7?546V≈7?5V

2?2電流控制環(huán)的設計

　　電流控制環(huán)由VT1、VT2、R1、R3～R7、C8和PC817A等構(gòu)成。下面需最終算出恒定輸出電流IOH的期望值。圖3中，R7為VT1的基極偏置電阻，因基極電流很小，而R3上的電流很大，故可認為VT1的發(fā)射結(jié)壓降UBEI全部降落在R3上。則(3)

利用下面二式可以估算出VT1、VT2的發(fā)射結(jié)壓降：(4)(5)

式中，k為波爾茲曼常數(shù)，T為環(huán)境溫度(用熱力學溫度表示)，q是電子電量。當TA=25℃時，T=298K,kT/q=0?0262V。IC1、IC1分別為VT1、VT2的集電極電流。IS為晶體管的反向飽和電流，對于小功率管，IS=4×10－14A。

　　因為前已求出IR1=IF=IC2=3?75mA，所以

又因IE2≈IC2，故UR5=IC2R5=3?75mA×100Ω=0?375V，由此推導出UR6=UR5＋UBE2=0?375V＋0?662=1?037V。取R6=220Ω時，IR6=IC1=UR6/R6=4?71mA。下面就用此值來估算UBE1，進而確定電流檢測電阻R3的阻值：

與之最接近的標稱阻值為0?68Ω。代入式(3)可求得考慮到VT1的發(fā)射結(jié)電壓UBE1的溫度系數(shù)αT≈－21mV/℃，當環(huán)境溫度升高25℃時，IOH值降為

恒流準確度為

與設計指標相吻合。

3反饋電源的設計

　　反饋電源的設計主要包括兩項內(nèi)容：

　　(1)在恒流模式下計算反饋繞組的匝數(shù)NB。之所以按恒流模式計算NB值，是因為此時UO和UFB都迅速降低(UO=UOmin=2V)，只有UFB足夠高時，才能確保恒流源正常工作。

　　（2）在恒壓模式下計算出反饋電壓額定值UFB。此時UO=7?5V，UFB也將達到最大值，由此求得UFB值，能為選擇光耦合器的耐壓值提供依據(jù)。

　　反饋電壓UFB由下式確定：(6)

式中，UF2和UF3分別為VD2、VD3的正向?qū)▔航怠S為次級匝數(shù)。從式（6）可解出(7)

在恒流模式下當負載加重(即負載電阻減小)時，UO和UFB會自動降低，以維持恒流輸出。為使開關電源從恒流模式轉(zhuǎn)換到自動重啟狀態(tài)時仍能給TOP200Y提供合適的偏壓，要求UFB至少比恒流模式下控制電壓的最大值UCmax高出3V。這里假定UCmax=6V，故取UFB=9V。將UFB=9V、UO=UCmin=2V、UF2=0?6V、UF3=1V、IO=IOH=0?982A、R3=0?68Ω、NS=12匝一并代入式(7)，計算出NB=36?7匝≈37匝（取整）。

　　在恒壓模式下，UO=7?5V，最大輸出電流IO=0?95A，再代入式(6)求得，UFB=26V，此即反饋電壓的額定值。選擇光耦合器時，光敏三極管的反向擊穿

表1各項性能指標

電壓必須大于此值，即U(BR)CEO>26V。常用線性光耦的U(BR)CEO=30V～90V。計算光敏三極管反向工作電壓UIC2的公式為

UIC2=UFB－UCmin(8)

式中，UCmin為控制端電壓的最小值(5?5V)。不難算出，UIC2=20?5V。這里采用PC817A型光耦合器，其U(BR)CEO=35V>20?5V，完全能滿足要求。但在設計高壓電池充電器時，必須選擇耐高壓的光耦合器。