0 引言

太陽能光伏發(fā)電是一種將太陽光輻射能直接轉換為電能的新型發(fā)電技術。太陽光輻射能經過光伏蓄電池轉換為電能，再經過能量儲存、控制與保護、能量變換等環(huán)節(jié)，使之可按人們的需要向負載供電，從而實現對太陽能的利用。光伏蓄電池陣列所發(fā)出的電能為直流電，但是大多數用電設備采用的是交流電方式，所以系統(tǒng)中需要有逆變器將直流電變換為交流電以供負載使用。顯然，逆變器的效率將直接影響到整個系統(tǒng)的效率，因此，研究光伏逆變系統(tǒng)對整個太陽能光伏發(fā)電系統(tǒng)具有重要的意義。

本文將介紹一種基于LF2407A的光伏逆變電源，該電源輸入電壓的變化范圍為22 V到26 V，輸出為220 V/50 Hz的正弦交流電壓，最大輸出功率為1 kW;有過壓、過流、欠壓、輸出過載、過熱保護等多重保護功能。

1 主電路

本系統(tǒng)的主電路采用兩級變換：推挽升壓和全橋逆變兩級變換，前后級之間通過變壓器完全隔離?；贒SP控制系統(tǒng)的硬件結構框圖如圖1所示。太陽能蓄電池提供的低壓直流電經過推挽升壓電路、濾波電路后得到高壓的直流電壓，經逆變后得到220 V/50 Hz的正弦電壓輸出，再經過濾波后供給負載。DSP通過傳感器得到濾波電感電流、系統(tǒng)溫度、輸出電壓等信號，通過對這些采樣信號進行分析與處理，輸出修正后的SPWM控制信號，使輸出電壓始終穩(wěn)定在所設定的期望值上。

1.1 推挽升壓電路

推挽升壓電路如圖1 所示。在電路中，兩個晶體管接在帶有中心抽頭的升壓變壓器的一次側，D1，D2為給感性電流提供能量的返回二極管，即此電路由兩個完全對稱的單端正激變換器組合而成。功率管M1、M2被相位相差180毅的控制信號控制，交替導通。若控制信號交替驅動M1、M2，則經過變壓器耦合產生高壓矩形交流電壓，此高壓高頻交流電再經整流電路轉化為高壓直流電。

設計時，單管最大占空比取D=0.45，工作頻率為50 kHz;考慮到光伏陣列輸出電壓的波動性，一般為22 V到26 V。為了保證能提供足夠穩(wěn)定的直流輸出電壓，計算推挽電路變壓器變比時取最小輸入電壓22 V，輸出為350 V?？紤]整流器和濾波電感壓降，取變壓器二次側電壓為355 V，則根據式(1)有

1.2 功率MOSFET的選擇

推挽電路中開關管承受的最高穩(wěn)態(tài)電壓Vds為最大輸入電壓的2 倍，考慮到變壓器漏感引起的電壓尖峰的影響，一般要考慮取一個系數k，這里取k 為1.3，即選擇的MOSFET 的電壓Vds必須大于1.3伊2伊26= 67.6 V。本系統(tǒng)中的功率MOSFET選用FAIRCHILD 公司的FQA160N08，其漏-源極電壓為80 V，其通態(tài)電阻RDS=0.005 6 贅。

1.3 整流器件的選擇

對于推挽電路整流二極管的選擇，要求具有正向壓降小，反向漏電流小，反向恢復時間短等特點。通常使用的整流二極管有快恢復二極管和肖特基二極管。肖特基二極管的正向通態(tài)壓降很小，為0.3~0.8 V，大電流肖特基二極管的導通壓降也只有1 V，而快恢復二極管的導通壓降都在1 V以上。因此，采用肖特基二極管可以減小通態(tài)損耗;但肖特基二極管的反向耐壓較低而反向漏電流較大，只適用于低壓輸出的電源(<24 V)，所以本文選用快恢復二極管。本系統(tǒng)中的整流電路采用全橋整流，全橋整流電路的支路電流I0為

1.4 驅動電路

在逆變器的應用中，驅動電路的作用是將控制輸出信號放大、并驅動功率晶體管。它輸出的脈沖幅值、波形直接影響到功率晶體管的開關特性、整機效率與調節(jié)特性。因此，設計一種可靠，穩(wěn)定的驅動電路對于逆變器來說是十分必要的。本設計中的晶體管驅動芯片采用惠普公司生產的HC原PL-316J，它是一種IGBT門極驅動光耦合器，其內部集成集電極/發(fā)射極電壓欠飽和檢測電路及故障狀態(tài)反饋電路，為驅動電路的可靠工作提供了保障。其特性為：兼容CMOS/TTL電平;光隔離，故障狀態(tài)反饋;開關時間最大500 ns;欠飽和檢測及欠壓鎖定保護;過流保護功能;寬工作電壓范圍(15耀30 V)。驅動電路接線圖如圖2 所示。來自DSP的PWM控制信號，經過死區(qū)發(fā)生電路完成死區(qū)的設置。當PWM 電平變?yōu)楦唠娖綍r，開始對電容進行充電。由于PWM 高電平的電壓為一定值，死區(qū)時間由電容C 決定。充電時電容C上的電壓變化方程為

2 檢測電路的設計

2.1 電壓采樣電路

直流電壓采用分壓采樣，經線性光耦隔離后送入電壓調理電路。本系統(tǒng)采用線性光藕HC原NR200 進行隔離，其在一定范圍內，輸出電壓與輸入電壓呈正比變化，輸出與輸入的比例系數幾乎保持不變。這種方法實現了輸入與輸出之間的隔離，精度較高，線性度較好。調理電路的接線如圖3 所示，VDC 接光耦的輸出，VDC_REF 接DSP 的A/D 輸入口,VDC_INT 接DSP 的外部中斷接口。

DSP 通過對VDC_REF 采樣來獲得輸出電壓值，根據采樣值實時地調整PWM 輸出。當輸出過壓時，VDC_INT由高電平變?yōu)榈碗娖剑|發(fā)DSP 中斷，實施過壓保護動作。

2.2 電流采樣電路

電流采樣變壓器二次側電流值經霍爾傳感器檢測后送入控制板的檢測回路。該回路由分壓電路，絕對值電路組成?；芈穼㈦娏鞯闹缔D換成0~3.3V 的電壓信號送入DSP 的A/D 轉換接口進行A/D轉換。電路接線如圖4 所示。IU接霍爾傳感器的輸出，IDC_REF接DSP的A/D輸入口，IDC_INT接DSP 的外部中斷接口。輸入信號經分壓電路，把電流信號轉換成電壓信號。由于LF2407 的A/D是單端采樣，要把負的電壓值轉換成DSP能獲取的值，所以采樣信號要經過絕對值電路，把負的電壓轉換成等值的正電壓。當輸出過流時，IDC_INT由高電平變?yōu)榈碗娖?，觸發(fā)DSP中斷，實施過流保護動作。

2.3 溫度檢測電路

溫度檢測電路中采用精密溫度傳感器LM335，其返回0~3.3V的電壓信號送入DSP的A/D轉換口進行轉換，用于確定功率器件工作時散熱片的溫度，接線如圖5 所示。TM接溫度傳感器的輸出，TM_OUT 接DSP 的A/D 輸入口，通過采樣電路實現對系統(tǒng)溫度的實時監(jiān)控。

3 DSP 中SPWM 的實現

在LF2407 中，SPWM 的產生是通過事件管理模塊(EVM)的全比較來實現。全比較主要包括硬件比較器、定時器、全比較寄存器CMPR1、全比較寄存器CMPR2。SPWM 波產生過程：把定時器的計數模式設置成連續(xù)增/減計數模式來模擬三角載波，計數器的值從0 開始計數，到達周期值時再往下計數。在這期間將兩個全比較寄存器的值與計數器的值進行比較，在第一次相同時(增計數)，對應的PWM 輸出腳(PWM1、2，PWM3、4)的輸出極性發(fā)生變化;第二次相同時(減計數)，對應的PWM 輸出腳(PWM1、2，PWM3、4)的輸出極性再次發(fā)生變化，這樣就實現了PWM輸出。DSP的這些比較，全部由硬件實現，所以只要每個開關周期更新全比較寄存器的值，就可以實現PWM控制。載波的頻率(開關頻率)由定時器的定時周期和計數模式決定，具體為

4 結語

本文介紹了一種基于DSP 的光伏逆變電源，并給出了詳細的硬件和軟件設計方案。多重的保護功能增強了系統(tǒng)的可靠性和穩(wěn)定性;利用DSP強大的處理能力和控制能力大大減化了系統(tǒng)的軟硬件設計。最后對樣機進行測試，當輸入電壓為22~26 V之間變化的直流電時，系統(tǒng)輸出為220 V/50 Hz的正弦交流電，波形失真度<5豫，系統(tǒng)可靠穩(wěn)定，結果表明該設計方法正確可行。