因為環(huán)境能源要求，在越來越多的電子產(chǎn)品使用的電源要求越來越高，特別是LED驅(qū)動電源要求在5W以上的產(chǎn)品都要求高功率因素，低諧波，高效率，但是因為又有體積和成本的考量，傳統(tǒng)的PFC+PWM的方式電路復(fù)雜，成本高昂，因此在小功率(65W左右)的應(yīng)用場合一般會選用單極PFC的方式應(yīng)用，特別是在T5,T8等LED驅(qū)動電源得到廣泛的應(yīng)用，并成為目前的主流應(yīng)用方案。

目前市面上的PFC有很多，下面以市面上得到廣泛應(yīng)用的LD7591及其升級版本LD7830,主要用LD7830來做說明介紹。

一、介紹：

LD7830是一款具有功率因素校正功能的LED驅(qū)動芯片，它通過電壓模式控制來穩(wěn)定輸出且實現(xiàn)高功率因素(PF)與低總諧波失真(THD)特性。LD7830能在寬輸入電壓范圍內(nèi)應(yīng)用，且保持極低的總諧波失真。LD7830具備豐富的保護功能，如輸出過壓保護(OVP)，輸出短路保護(SCP)，芯片內(nèi)置過溫保護(OTP)，Vcc過壓保護，開環(huán)保護等保護功能令LED驅(qū)動電源系統(tǒng)工作起來更加安全可靠。LD7830在LD7591的基礎(chǔ)上增加了高壓啟動，OLP保護功能和軟啟動功能，使系統(tǒng)的待機功耗更低至0.3W以下，同時短路保護更加可靠。

二、LD7830特點：

內(nèi)置500V高壓啟動電路

高PFC功能控制器

高效過渡模式控制

寬范圍UVLO (16V開，7.5V 關(guān))

最大250KHZ工作頻率

內(nèi)置VCC過壓保護

內(nèi)置過載保護(OLP)功能

過電流保護(OCP)功能

500/-800mA驅(qū)動能力

內(nèi)置8ms軟啟動

內(nèi)置過溫保護(OTP)保護

三應(yīng)用范圍：

AC/DC LED照明驅(qū)動應(yīng)用

65W以下適配器

四、典型應(yīng)用

圖一

五、系統(tǒng)設(shè)計

LD7830的典型應(yīng)用為反激拓撲結(jié)構(gòu)，如圖一所示。

5.1我們首先介紹LD7830的反激工作原理，假設(shè)交流輸入電壓波形是理想正弦波，整流橋也是理想的，則整流后輸入電壓瞬時值Vin(t)可表示為：

其中VPK為交流輸入電壓峰值，VPK=√2×VRMS , Vrms為交流輸入電壓有效值，F(xiàn)L為交流輸入電壓頻率。再假定在半個交流輸入電壓周期內(nèi)LD7830誤差放大器的輸出VCOMP為一恒定值，則初級電感電流峰值瞬時值I PKP(t)為：

其中IPKP為相對于輸入電壓初級電感電流峰值的最大值。

在反激電路中，當MOSFET導(dǎo)通時，輸入電壓Vin(t)對電感充電，同時輸出電容對負載放電，初級電感電流從零開始上升，令θ=2×π×FL×t：

Ton為MOSFET導(dǎo)通時間，Lp為初級電感量，由上式可見，TON與相位無關(guān)。

假設(shè)變壓器的效率為1且繞組間完全耦合，當MOSFET關(guān)斷時，次級電感對輸出電容充電和對負載放電，則：

其中，TOFF為MOSFET關(guān)斷時間，I PKS(θ)為次級峰值電流瞬時值，Ls為次級電感量， Vout為輸出電壓， VF為輸出整流管正向壓降，n為初次級匝比，TOFF隨輸入電壓瞬時值變化而變化。

工作電流波形如圖二所示，可見，在半個輸入電壓周期內(nèi)，只要控制TON固定，則電感電流峰值跟隨輸入電壓峰值，且相位相同，實現(xiàn)高功率因素PF.

圖二

5.2下面將針對反激拓撲結(jié)構(gòu)介紹相關(guān)參數(shù)設(shè)計流程

5.2.1首先根據(jù)實際應(yīng)用確定規(guī)格目標參數(shù)，如最小交流輸入電壓Vinmin, 最大交流輸入電壓Vinmax,交流輸入電壓頻率FL,輸出電壓Vout,輸出電流Iout,最大兩倍頻輸出電壓紋波ΔVo等。 然后針對目標參數(shù)進行系統(tǒng)參數(shù)預(yù)設(shè)計，先估計轉(zhuǎn)換效率η來計算系統(tǒng)最大輸入功率;最大輸入功率Pin可表示為：

再確定系統(tǒng)最小工作頻率，LD7830 的開關(guān)頻率是個變化量，表示為：[!--empirenews.page--]

最小開關(guān)頻率Fsw-min出現(xiàn)在最小輸入電壓的正弦峰值處。系統(tǒng)設(shè)計中，最小開關(guān)頻率Fsw-min一般設(shè)定在35kHz或更高。

確定變壓器反射電壓VOR,反射電壓定義為： VOR=n(Vout+Vf)， VOR的取值影響MOSFET與次級整流管的選取以及吸收回路的設(shè)計。

5.2.2變壓器設(shè)計

首先確定初級電感量，電感的大小與最小開關(guān)頻率的確定有關(guān)，最小開關(guān)頻率發(fā)生在輸入電壓最小且滿載的時候，由公式推導(dǎo)有：

其中Ko 定義為輸入電壓峰值與反射電壓的比值，即

一般說來Ko越大PF 值會越低，總的THD%會越高。

確定初級電感量LP后，就該選擇變壓器磁芯了，可以參考公式AP=AE×AW選取，然后根據(jù)選定的磁芯，確定初級最小繞線圈數(shù)Npmin來避免變壓器飽和，參考公式：

然后確定次級繞組匝數(shù)，初次級的匝比由VRO決定：

同理推導(dǎo)并根據(jù)規(guī)格書定義的Vcc電壓可以得出Vcc繞組的匝數(shù)，LD7830的Vcc典型值設(shè)定在16V。

定義：

LP:初級電感量

NP:初級匝數(shù)

IPKP:初級峰值電流

BM:最大磁通飽和密度

AE:磁芯截面積

Po:輸出功率

5.2.3 初級吸收回路設(shè)計

當MOSFET關(guān)斷時，由于變壓器漏感的存在，在MOSFET的漏端會出現(xiàn)一個電壓尖峰，過大的電壓加到MOS管的D極會引起MOS擊穿，而且會對EMI造成影響，所以要增加吸收回路來限制漏感尖峰電壓。典型的RCD吸收回路如圖三所示：

圖三

RCD回路的工作原理是：當MOSFET的漏端電壓大于吸收回路二極管D1陰極電壓時，二極管D1導(dǎo)通，吸收漏感的電流從而限制漏感尖峰電壓。設(shè)計中，緩沖電容C1兩端的電壓Vsn要設(shè)定得比反射電壓VRO高50--100V,如圖四所示，稱為漏感電壓ΔV, Vsn不能設(shè)計太低，設(shè)計太低將增加RCD吸收回路功耗。緩沖電容C1的設(shè)計根據(jù)能量平衡，

圖四

IPKPMAX為全電壓范圍內(nèi)IPKP的最大值，緩沖電容C1SN要承受大電流尖峰，要求其等效串聯(lián)電阻ESR很小，R1根據(jù)功耗選擇合適的W數(shù)，阻值一般在47K-120K之間，

,吸收回路二極管D1通常選擇快恢復(fù)二極管，且導(dǎo)通時間也要求快，反向擊穿電壓要求大于選擇的MOSFET 的擊穿電壓BVDSS,一般在65W以下應(yīng)用場合選用額定電流1A的快恢復(fù)二極管作為吸收回路二極管。