一、電路功能與優(yōu)勢

圖1所示電路是一款靈活的電流發(fā)送器，可將壓力傳感器的差分電壓輸出轉(zhuǎn)換為4 mA至20 mA電流輸出。

該電路針對各種橋式電壓或電流驅(qū)動型壓力傳感器而優(yōu)化，僅使用了5個有源器件，總不可調(diào)整誤差低于1%。電源范圍為7 V至36 V，具體取決于元件和傳感器驅(qū)動器配置。

該電路的輸入具有ESD保護功能，并且可提供高于供電軌的電壓保護，是工業(yè)應(yīng)用的理想選擇。

圖1. 壓力傳感器信號調(diào)理電路，具有4 mA至20 mA輸出(顯示為傳感器

電壓驅(qū)動模式)，原理示意圖：未顯示所有連接和去耦)

二、電路描述

該設(shè)計提供完整的4 mA至20 mA發(fā)送器壓力傳感器測量解決方案。有三個重要的電路級：傳感器激勵驅(qū)動、傳感器輸出放大器和電壓-電流轉(zhuǎn)換器。

電路所需總電流(不計電橋驅(qū)動電流和輸出電流)為5.23 mA (最大值)，如表1所示。

激勵：電壓驅(qū)動配置

需使用電壓驅(qū)動或電流驅(qū)動，具體取決于所選壓力傳感器。該電路使用四分之一的 ADA4091-4 (U2A)，并通過開關(guān)S1選擇不同配置，支持兩種選項之一。圖2顯示電壓驅(qū)動配置，S1位置最靠近識別標志(參見CN0295設(shè)計支持包中的完整電路布局和原理圖： http://www.analog.com/CN0295-DesignSupport。電壓驅(qū)動通常采用該級的增益(1 + R5/R6)配置為6 V電橋驅(qū)動電壓。其他驅(qū)動電壓可通過適當改變電阻比獲得：

請注意，電源電壓VCC應(yīng)至少比電橋驅(qū)動電壓高0.2 V，以便讓U2A具有足夠的裕量。 ADA4091-4：

該電路選擇運算放大器 ADA4091-4，因為它具有低功耗(每個放大器250 μA)、低失調(diào)電壓(250 μV)以及軌到軌輸入輸出特性。

因為ADR02的精度(A級：0.1%，B級：0.06%)和低靜態(tài)電流 (0.8 mA)特性，選用ADR02作為5 V基準電壓源。

圖2. 傳感器電壓驅(qū)動配置(原理示意圖：未顯示所有連接和去耦)

激勵：電流驅(qū)動配置

通過將S1移動至離開識別標志最遠的位置，便可將電路切換至圖3所示的電流驅(qū)動配置。

在電流驅(qū)動模式中，電路配置為R4 = 2.5 kΩ且 IDRIVE= 2 mA。使用下式選擇R4值，可獲得較低或較高的IDRIVE值。

通過下式可計算驅(qū)動電壓VDRIVE：

VCC電源需要0.2 V裕量，因此：：

圖3. 傳感器電流驅(qū)動配置(原理示意圖：未顯示所有連接和去耦)[!--empirenews.page--]

電橋輸出儀表放大器和失調(diào)電路

電橋輸出采用帶寬為39.6 kHz的共模濾波器(4.02 kΩ、1 nF) 以及帶寬為1.98 kHz的差模濾波器(8.04 kΩ、10 nF)濾波。

AD8226是理想的儀表放大器選擇，因為它具有低增益誤差 (0.1%，B級)、低失調(diào)(G = 16時58 μV，B級;G = 16時112 μV， A級)、出色的增益非線性度(75 ppm = 0.0075%)以及軌到軌輸入和輸出特性。

AD8226儀表放大器使用R3 = 3.28 kΩ的增益設(shè)置電阻，放大 100 mV FS信號16倍到1.6V。增益G和R3的關(guān)系如下：

其中，G = 16、R3 = 3.2933 kΩ。為R3選擇最接近的標準0.05% 值(3.28 kΩ)，得到增益G = 16.06，總增益誤差為+0.4%。

對于0 V電橋輸出而言，輸出環(huán)路電流應(yīng)當為4 mA。只需將 +0.4 V失調(diào)施加于 AD8226儀表放大器的REF輸入即可獲得該數(shù)值，如圖1所示。+0.4 V來自 ADR025 V基準電壓源，使用分壓器電阻R7/R8并利用U2B緩沖電壓即可。

使用 ADR025 V基準電壓設(shè)置電橋的驅(qū)動電壓或電流，以及設(shè)置4 mA零電平失調(diào)。其初始精度為0.06%(B級)，并且具有 10 μV p-p電壓噪聲。此外，它可以采用高達36 V的電源電壓工作，且功耗不足1 mA，是低功耗應(yīng)用的理想選擇。

電壓電流轉(zhuǎn)換

AD8226的0 V至100 mV輸入可在VOUT產(chǎn)生0.4 V至2.0 V的輸出擺幅。U2C緩沖器將此電壓施加于R13的兩端，產(chǎn)生相應(yīng)的0.4 mA至2.0 mA電流I13。晶體管Q1隨后將I13電流鏡像到R12，所得電壓施加于R15，由此實現(xiàn)4 mA至20 mA的最終環(huán)路電流。晶體管Q1應(yīng)具有至少300的高增益，才能最大程度減少基極電流引起的線性誤差。

輸出晶體管Q2是一個40 V P溝道MOSFET功率晶體管，25°C 時功耗為0.75 W。在20 mA輸出電流輸入至0 Ω環(huán)路負載電阻且VCC電源為36 V時，電路具有最差情況下的功耗。這些條件下的Q2功耗為0.68 W。然而，通過選擇合適的VCC，使其至少高出最大環(huán)路負載電壓3 V，就能大幅減少Q(mào)2功耗。這樣便可確保檢測電阻R15兩端的電壓降具有足夠的裕量。

電壓電源要求

若要使電路正常工作，電源電壓VCC必須大于7 V，以便為 ADR02 基準電壓源提供充分的裕量。

最小VCC電源電壓同樣取決于電橋的驅(qū)動電路配置。在 VDRIVE = 6 V的電壓驅(qū)動模式下，電源電壓VCC必須大于6.2 V，這樣U2A才能保持足夠的裕量(見圖2)。

在電流驅(qū)動模式下，電源電壓VCC必須大于11.2 V，這樣U2A 才能保持足夠的裕量(見圖3)。

VCC電源電壓限值為36 V(最大值)。

有源元件的誤差分析

表2和表3分別表示系統(tǒng)中因有源元件造成的 AD8226 和 ADR02 的A、B級最大誤差及rss誤差。請注意，運算放大器 ADA4091-2僅在一種等級水平下可用。

總電路精度

對電阻容差導致的總誤差的合理近似推算是假設(shè)每個關(guān)鍵電阻對總誤差貢獻都相等。6個關(guān)鍵電阻是R3、R7、R8、 R12、R13和R15。0.1%電阻導致的最差情況下的容差可造成0.6%總電阻誤差最大值。若假定rss誤差，則總rss誤差為 0.1√6 = 0.245%.。

將0.6%最差情況下的電阻容差誤差加入到前文中由于有源元件(A級)造成的最差情況誤差中，可得：

失調(diào)誤差 = 0.19% + 0.6% = 0.79%

增益誤差 = 0.15% + 0.6% = 0.75%

滿量程誤差 = 0.34% + 0.6% = 0.94%

這些誤差假定選用電阻計算值，因此誤差僅來源于其容差。

雖然電路允許具有1%或更低的總誤差，若要求更佳的精度，則電路需具備失調(diào)和增益調(diào)節(jié)能力。針對4 mA輸出和零電平輸入，可通過調(diào)整R7或R8來校準失調(diào)，然后針對滿量程100 mV輸入，通過改變R3調(diào)節(jié)滿量程。這兩項調(diào)節(jié)是相互獨立的;假定首先進行失調(diào)校準。

電路的實際誤差數(shù)據(jù)見圖4，其中VCC = 25 V。輸出電流總誤差(%FSR)通過將理想輸出電流與測量輸出電流的差除以 FSR (16 mA)，然后將計算結(jié)果乘以100即可算出。

圖4. 輸出電流(%FSR)的總誤差與電橋電壓的關(guān)系(VCC= 25 V)