摘要：提出了一種新穎的FLYBACK變換器ZVS軟開關(guān)實(shí)現(xiàn)方案。一個(gè)較小的輔助變壓器與主變壓器串聯(lián)，通過使輔助變壓器原邊激磁電感電流雙向來達(dá)到主開關(guān)管的ZVS軟開關(guān)條件。該方案實(shí)現(xiàn)了主輔開關(guān)管的ZVS軟開關(guān)，限制了輸出整流二極管關(guān)斷時(shí)的di/dt，并且使變換器在任何負(fù)載情況下，都能在寬輸入范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)。

關(guān)鍵詞：ZVS軟開關(guān)；輔助變壓器；電流雙向

0    引言

    在很多通訊和計(jì)算機(jī)系統(tǒng)中，需要使用高功率密度、高效率的開關(guān)電源。提高開關(guān)頻率可以減小電感、電容等元件的體積，是目前開關(guān)電源提高功率密度的一種趨勢(shì)。但是，開關(guān)頻率的提高，開關(guān)器件的損耗也隨之增加。

    為了減小開關(guān)電源的開關(guān)損耗，提高其開關(guān)頻率，軟開關(guān)技術(shù)應(yīng)運(yùn)而生。軟開關(guān)技術(shù)主要包括兩種：零電壓軟開關(guān)（ZVS）及零電流軟開關(guān)（ZCS）。在含有MOSFET開關(guān)器件的變換器拓?fù)渲?，零電壓軟開關(guān)要優(yōu)于零電流軟開關(guān)。

    Flyback變換器電路簡(jiǎn)單，在小功率場(chǎng)合得到了廣泛的應(yīng)用。基于Flyback變換器的ZVS軟開關(guān)拓?fù)湟驳玫搅诉M(jìn)一步的發(fā)展。最近幾年，有源箝位ZVS軟開關(guān)技術(shù)被提出，但它也存在一些缺點(diǎn)，比如，輕載時(shí)不能實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)。

    本文提出了一種帶輔助變壓器的Flyback零電壓軟開關(guān)電路，與有源箝位Flyback零電壓軟開關(guān)電路相比，它具有以下幾個(gè)優(yōu)點(diǎn)：

    1）電路在整個(gè)負(fù)載范圍內(nèi)都能實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)；

    2）任何負(fù)載情況下，電路都可以在寬輸入范圍中實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)；

    3）丟失占空比不隨輸出負(fù)載變化而變化，利于電路參數(shù)設(shè)計(jì)。

    下面分析了此電路的工作原理及軟開關(guān)參數(shù)的設(shè)計(jì)，并以實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了該方案的有效性。

1    工作原理

    圖1為本文提出的Flyback軟開關(guān)電路，Tr為輔助變壓器。其兩個(gè)開關(guān)S1及S2互補(bǔ)導(dǎo)通，中間有一定的死區(qū)防止共態(tài)導(dǎo)通。主變壓器T激磁電感Lm較大，使電路工作在電流連續(xù)模式（CCM），如圖2中iLm波形所示。而Tr的激磁電感Lmr設(shè)計(jì)得較小（Lmr<<Lm），使流過Lmr的電流在一個(gè)周期內(nèi)可以反向，如圖2中iLmr波形所示?？紤]到開關(guān)的結(jié)電容以及死區(qū)時(shí)間，一個(gè)周期可以分為7個(gè)階段進(jìn)行分析，各個(gè)階段的等效電路如圖3所示。其工作原理描述如下。

圖1    帶輔助變壓器的Flyback變換器

圖2    主要工作波形

（a）    階段1[t0，t1]

（b）    階段2[t1，t2]

（c）    階段3[t2，t3]

（d）    階段4[t3，t4]

（e）    階段5[t4，t5]

（f）    階段6[t5，t6]

（g）    階段7[t6，t7]

圖3    各階段等效電路圖 [!--empirenews.page--]

    1）階段1〔t0～t1〕    該階段，S1導(dǎo)通，Lm與Lmr串聯(lián)承受輸入電壓，流過Lm及Lmr的電流線性上升。此時(shí)間段

    Vds2=Vin＋Vo＋Vin（1）

式中：Vds2為S2的漏源電壓；

      Vo為變換器輸出電壓；

      N1為T原邊繞組匝數(shù)；

      N2及N3為T副邊兩個(gè)繞組匝數(shù)；

      n1及n2為Tr原副邊兩個(gè)繞組匝數(shù)。

    2）階段2〔t1～t2〕    t1時(shí)刻S1關(guān)斷，Lm上的電流通過T耦合到副邊，使二極管D導(dǎo)通，Lm兩端電壓被箝位在

    V2=－（2）

    Lm上的電流線性下降。

    Lmr上的電流一部分對(duì)S1的輸出結(jié)電容Cr1充電，另一部分通過Tr耦合對(duì)S2的輸出結(jié)電容Cr2放電。t2時(shí)刻，S2的漏源電壓下降到零，該階段結(jié)束。

    3）階段3〔t2～t3〕    當(dāng)S2的漏源電壓下降到零之后，S2的寄生二極管導(dǎo)通，將S2的漏源電壓箝位在零電壓狀態(tài)，也就為S2的零電壓導(dǎo)通創(chuàng)造了條件。同時(shí)Lmr兩端被箝位在

    V1=－Vo（3）

    Lmr上電流線性下降。而S1的漏源電壓被箝位在最大電壓

    Vds1max=Vin＋Vo＋Vo（4）

    4）階段4〔t3～t4〕    t3時(shí)刻S2的門極變?yōu)楦唠娖?，S2零電壓開通。流過寄生二極管的電流流經(jīng)S2。Lmr兩端依然承受式（3）所示電壓V1，Lmr上電流線性下降到零然后反向增加。t4時(shí)刻，S2關(guān)斷，該階段結(jié)束。此時(shí)間段

    iDN3＋ioN2=iLmN1（5）

    io=iD＋iLmr（6）

    iD=（7）

    io=（8）

    5）階段5〔t4～t5〕    t4時(shí)刻，Lmr上的電流方向?yàn)樨?fù)，此電流一部分對(duì)S1的輸出結(jié)電容Cr1放電，同時(shí)，另一部分通過Tr耦合到副邊對(duì)S2的輸出結(jié)電容Cr2充電。到t5時(shí)刻，S1的漏源電壓下降到零，該階段結(jié)束。

    6）階段6〔t5～t6〕    當(dāng)S1的漏源電壓下降到零之后，S1的寄生二極管導(dǎo)通，將S1的漏源電壓箝位在零電壓狀態(tài)，為S1的零電壓導(dǎo)通創(chuàng)造了條件。此時(shí)，Lmr上的反向電流流經(jīng)主變壓器，給流過二極管D的電流iD疊加上一個(gè)電流

        ΔI(t5)=（9）

    此時(shí)間段內(nèi)，二極管D仍然導(dǎo)通，Lmr兩端電壓被箝位在

    V1=Vin－V2=Vin＋Vo（10）

    Lmr上電流線性上升。而S2的漏源電壓被箝位在最大電壓

    Vds2max=＋Vo（11）

    7）階段7〔t6～t7〕    t6時(shí)刻，S1的門極變?yōu)楦唠娖?，S1零電壓開通。流過寄生二極管的電流流經(jīng)S1。由于Lmr兩端承受的電壓V1此時(shí)較大，iLmr快速上升，到t7時(shí)刻，iLmr=iLm，主變壓器耦合到副邊的電流為零，二極管D自然關(guān)斷。此時(shí)間段

    =    （12）

    由于Lmr<<Lm，式（12）可近似為

    =（13）

    接著Lmr與Lm串聯(lián)承受輸入電壓，開始下一個(gè)周期?？梢钥吹剑谶@種方案下，兩個(gè)開關(guān)S1和S2零電壓開通，二極管D零電流關(guān)斷。

2    軟開關(guān)的參數(shù)設(shè)計(jì)

    假定電路工作在CCM狀態(tài)。由于S2的軟開關(guān)實(shí)現(xiàn)是iLmrmax對(duì)Cr1及Cr2充放電，而S1的軟開關(guān)實(shí)現(xiàn)是iLmrmin對(duì)Cr1及Cr2充放電，在電路滿載情況下，|iLmrmax|>>|iLmrmin|，而且S2的充電電壓要大于放電電壓（見圖2波形vds2），因此，S1的軟開關(guān)實(shí)現(xiàn)要比S2難得多。在參數(shù)設(shè)計(jì)中，關(guān)鍵是要考慮S1的軟開關(guān)條件。

2.1    主變壓器激磁電感Lm的設(shè)定

    由于Lmr的存在，變換器的有效占空比Deff（根據(jù)激磁電感Lm的充放電時(shí)間定義，見圖2）要小于S1的占空比D，但是，由于t4～t7時(shí)間內(nèi)iLmr的上升速度非?？?，所以，可近似認(rèn)為Deff=D。這樣，根據(jù)Flyback電路工作在CCM的條件

    Lm>=?（14）

式中：η為變換器效率；

      fs為開關(guān)頻率；

      為變換器輸出功率。

    在實(shí)際設(shè)計(jì)中，為了保證電路在輕載時(shí)也能工作在電流連續(xù)模式，取定

    Lm=（15）

2.2    主副變壓器原副邊匝數(shù)比設(shè)定

    根據(jù)Lmr<<Lm，及變換器輸入輸出關(guān)系有

    （16）

    而根據(jù)式（8），為了使輸出濾波前電流io在t3～t4時(shí)間段下降不要太快，最好有N3≤N2。

    另外，為了保證t1時(shí)刻S1關(guān)斷時(shí)流過副邊二極管D的電流iD>0，根據(jù)式（7）有

    （17） [!--empirenews.page--]

2.3    輔助變壓器激磁電感Lmr設(shè)定

    為了實(shí)現(xiàn)S1的ZVS軟開關(guān)，在(1－D)T時(shí)間內(nèi)，激磁電感Lmr上電流必須反向，即

    (1－D)>iLmrmax（18）

    iLmrmax=iLmmax≈（19）

    將式（19）代入式（18）得

    Lmr<（20）

    另外，根據(jù)Lmr與S1及S2的輸出結(jié)電容諧振條件

    >=?（21）

得

    Lmr>=?（22）

    Cr=Cr1＋Cr2（23）

而

    iLmrmin=(1－D)T－iLmrmax（24）

將式（24）代入式（22）解得

    Lmr<=（25）

比較式（20）和式（25），Lmr應(yīng)該根據(jù)式（25）來設(shè)定。

    另外，由式（24）可以發(fā)現(xiàn)，輸入、輸出電壓一定時(shí)，隨著負(fù)載的增加，iLmrmax增大〔見式（19）〕，iLmrmin減小，軟開關(guān)就越不容易實(shí)現(xiàn)。所以，Lmr要根據(jù)滿載時(shí)軟開關(guān)的實(shí)現(xiàn)條件來設(shè)定。而當(dāng)輸入電壓為寬范圍時(shí)，隨著輸入電壓的減小，iLmrmax增加〔由于電路工作在CCM，滿載時(shí)式（19）第二項(xiàng)可以忽略〕，iLmrmin表達(dá)式第一項(xiàng)減小，iLmrmin減小，軟開關(guān)就越不容易實(shí)現(xiàn)。所以，對(duì)于輸出負(fù)載、輸入電壓變化的情況，Lmr要根據(jù)輸出滿載、輸入電壓最小時(shí)的軟開關(guān)實(shí)現(xiàn)條件來設(shè)定。

    同時(shí)需要指出，在能實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)的前提下，Lmr不宜太小，以免造成開關(guān)管上過大的電流應(yīng)力及導(dǎo)通損耗。

2.4    死區(qū)時(shí)間的確定

    為了實(shí)現(xiàn)S1的軟開關(guān)，必須保證在t5～t6時(shí)間內(nèi)，S1開始導(dǎo)通。否則，Lmr上電流反向，重新對(duì)Cr1充電，這樣，S1的ZVS軟開關(guān)條件就會(huì)丟失。因此，S2關(guān)斷后、S1開通前的死區(qū)時(shí)間設(shè)定對(duì)開關(guān)管S1的軟開關(guān)實(shí)現(xiàn)至關(guān)重要。合適的死區(qū)時(shí)間為電感Lmr與S1及S2的輸出結(jié)電容諧振周期的1/4，即

    tdead1=（26）

    一般而言，開關(guān)管輸出電容是所受電壓的函數(shù)，為方便起見，在此假設(shè)Cr1及Cr2恒定。

2.5    有效占空比Deff的計(jì)算

    有效占空比Deff比S1的占空比D略小，即

    Deff=D－ΔD（27）

根據(jù)

        ΔiLmr(ΔDT)≈ΔiLmr[(1－D)T]－ΔiLm[(1－DT)]（28）

解得

        ΔD≈(1－D)（29）

代入式（27）得

    Deff=D－（1－D）（30）

    從式（29）可以看出，丟失占空比與輸出負(fù)載無(wú)關(guān)。在相同電氣規(guī)格和電路參數(shù)條件下，其值大概為有源箝位Flyback變換器滿載時(shí)丟失占空比的1/2。

3    實(shí)驗(yàn)結(jié)果

    為了驗(yàn)證上述的ZVS軟開關(guān)實(shí)現(xiàn)方法，本文設(shè)計(jì)了一個(gè)實(shí)驗(yàn)電路，其規(guī)格及主要參數(shù)如下：

    輸入電壓Vin    40～56V；

    輸出電壓Vo    20V；

    輸出滿載電流Io    3A；

    工作頻率f    100kHz；

    S1及S2        IRF640；

    主變壓器激磁電感Lm    222μH；

    主變壓器原副邊匝數(shù)N1：N2：N3    39：15：15；

    輔助變壓器激磁電感Lmr    10μH；

    輔助變壓器原副邊匝數(shù)n1：n2    13：13。 [!--empirenews.page--]

    圖4給出的是負(fù)載電流Io=2.5A時(shí)，輸出濾波前電流及流過副邊二極管D電流的實(shí)驗(yàn)波形，其結(jié)果與理論分析相吻合。圖5～圖8分別給出了S1和S2在輕載及滿載時(shí)的驅(qū)動(dòng)電壓、漏源極電壓和所流過電流的實(shí)驗(yàn)波形。從圖中可以看出，當(dāng)驅(qū)動(dòng)電壓為正時(shí)，開關(guān)管的漏源極電壓已經(jīng)為零，是零電壓開通。而當(dāng)開關(guān)管關(guān)斷時(shí)，其結(jié)電容限制了漏源極電壓的上升率，是零電壓關(guān)斷，由此說明S1及S2在輕載及滿載時(shí)都實(shí)現(xiàn)了ZVS。從開關(guān)管漏源極電壓與所流過電流的比較也可以看出實(shí)現(xiàn)了ZVS。

圖4    輸出濾波前電流及流過副邊二極管D的電流

（測(cè)試條件：Vin=48V    Io=2.5A）

圖5    輕載時(shí)S1的驅(qū)動(dòng)電壓、漏源電壓及

流過電流波形（測(cè)試條件：Vin=48V    Io=0.5A）

圖6    滿載時(shí)S1的驅(qū)動(dòng)電壓、漏源電壓及

流過電流波形（測(cè)試條件：Vin=48V    Io=3.0A）

圖7    輕載時(shí)S2的驅(qū)動(dòng)電壓、漏源電壓及

流過電流波形（測(cè)試條件：Vin=48V    Io=0.5A）

圖8    滿載時(shí)S2的驅(qū)動(dòng)電壓、漏源電壓及

流過電流波形（測(cè)試條件：Vin=48V    Io=3.0A）

    圖9給出了變換器效率曲線。圖9（a）為輸入電壓一定，負(fù)載電流不同時(shí)的變換效率曲線，可以看出，滿載時(shí)效率最高，為91.35％。圖9（b）為負(fù)載電流一定，輸入電壓不同時(shí)的變換效率曲線，可以看到，效率隨輸入電壓變化而變化的范圍很小。

（a）    額定輸入電壓時(shí)效率與輸出電流關(guān)系圖

（b）    輸出滿載時(shí)效率與輸入電壓關(guān)系圖

圖9    變換器效率曲線

4    結(jié)語(yǔ)

    本文提出了一種Flyback變換器ZVS軟開關(guān)拓?fù)洌治隽似涔ぷ髟砑捌滠涢_關(guān)參數(shù)的設(shè)計(jì)方法。由于軟開關(guān)參數(shù)的設(shè)計(jì)（關(guān)鍵是輔助變壓器原邊激磁電感Lmr的設(shè)計(jì)）是根據(jù)滿載及最小輸入電壓時(shí)的工作情況設(shè)計(jì)的，而隨著負(fù)載的減輕和輸入電壓的增加，ZVS軟開關(guān)的實(shí)現(xiàn)也越容易。因此，該軟開關(guān)拓?fù)淇梢怨ぷ髟趯捿斎敕秶叭魏呜?fù)載范圍，與有源箝位軟開關(guān)拓?fù)湎啾染哂幸欢ǖ膬?yōu)點(diǎn)，可以作為應(yīng)用于通訊、計(jì)算機(jī)系統(tǒng)等高功率密度場(chǎng)合的一種選擇。