摘要：基于斷續(xù)模式串并聯(lián)(Discontinuous Current Mode LCC，簡稱DCM LCC)諧振變換器的數(shù)學模型，提出了LCC諧振變換器在DCM下的優(yōu)化控制方法的數(shù)字化控制程序實現(xiàn)，使原來斷續(xù)的諧振電流達到了臨界斷續(xù)的工作模態(tài)。根據(jù)LCC諧振變換器數(shù)學模型中關于臨界斷續(xù)頻率的公式，利用現(xiàn)代高速數(shù)字化控制芯片，實時采樣電路的運行狀態(tài)，在此基礎上以臨界斷續(xù)頻率為上限，調整電路工作頻率，實現(xiàn)了優(yōu)化控制方式下的調頻調壓。在搭建的實驗樣機上完成了優(yōu)化控制方式的實驗，其結果驗證了控制方法的可行性。
關鍵詞：變換器；斷續(xù)電流模式；軟開關

1 引言
    工作于DCM的LCC諧振變換器由于能較好地實現(xiàn)軟開關，有較寬的輸出電壓范圍，可以工作于負載開路短路狀態(tài)，因此得到了廣泛應用和研究。但在DCM下，電流斷續(xù)的時間內，電路的輸入電壓源未曾向負載傳輸任何能量，因此導致了能量傳輸效率降低。為了避免此缺陷，同時又保證軟開關，采用LCC諧振變換器DCM下的優(yōu)化控制方式是一個很好的解決策略，即臨界斷續(xù)開關頻率下的控制方式。
    這里以此為出發(fā)點，提出了LCC諧振變換器優(yōu)化控制的數(shù)字化實現(xiàn)方法，并且搭建了實驗樣機，驗證了此控制方法的正確性。

2 電路工作原理
    圖1為典型的具有容性濾波輸出的LCC諧振變換電路拓撲。VT1～VT4為開關管；VD1～VD4為其反并聯(lián)二極管；Cr，Lr為串聯(lián)諧振電容、電感；Cp為并聯(lián)諧振電容(Lr，Cp為變壓器在高頻工作狀態(tài)下的寄生參數(shù)，分別代表變壓器折算到初級的繞組漏感和匝間電容)；VDo1～VDo4為輸出整流二極管；Co為輸出濾波電容，且Co遠大于Cr，Cp；Ro為輸出負載：n為變壓器變比；Ue為折算到變壓器初級的等效輸出電壓；uCr，uCp分別為Cr，Cp兩端電壓；ir為諧振電流。圖中所有器件均假設為理想器件。

    根據(jù)VT1，VT4(或VT2，VT3)開通瞬間，uCp是否被Uo箝位，可將電路的DCM分為兩種模式。電路工作于模式2時，由于VT1，VT4(或VT2，VT3)開通時，uCp已被Uo箝位，故不再參與此時的諧振，Cr，Lr組成LC串聯(lián)諧振，ir持續(xù)時間為半個LC諧振周期。為保證電路工作時開關管工作于軟開關工作狀態(tài)，開關管的驅動脈沖寬度滿足一定的條件更有利于電路工作?；谝陨峡紤]，選擇設計適當?shù)闹C振參數(shù)使電路的工作模式為模式2，其詳細工作過程可分為8個工作狀態(tài)。由于電路的對稱性．只需分析其中半個開關周期的4個工作模態(tài)。圖2示出工作模式2下電路的波形圖。[!--empirenews.page--]

    模態(tài)1[t0～t1]  t0時刻，VT1，VT4導通。由于uCp已被Uo箝位，諧振過程為Cr，Lr兩元件正向諧振，ir從零開始按正弦波增大，VDo1，VDo4零電流導通。由于VT1，VT4導通時，ir從零開始上升，因此VT1，VT4實現(xiàn)了零電流導通。模態(tài)1正好為Cr，Lr的半個諧振周期，能量從輸入源向負載傳遞。當ir再次回零時，模態(tài)1結束。
    模態(tài)2[t1～t2]  t1時刻，ir從零開始反向增大，Cp，Cr放電，導致VDo1～VDo4均反向截止。諧振過程從Cr，Lr兩元件正向諧振變?yōu)镃r，Lr，Cp三元件反向諧振。電流經VD1，VD4從零開始導通，實現(xiàn)了VD1，VD4軟開通。此階段內VD1，VD4導通，導致開關管兩端電壓近似為零，因此，關斷VT1，VT4可實現(xiàn)零電壓關斷。此階段內無能量從輸入源傳遞向負載。當uCp反向增加到uCp=-ue時，模態(tài)2結束。
    模態(tài)3[t2～t3]  t2時刻，VDo2，VDo3開始導通，uCp被Uo箝位，能量從輸入源向負載傳遞，諧振過程由Cr，Lr，Cp三元件反向諧振轉變?yōu)镃r，Lr兩元件反向諧振。VT1，VT4在此階段內關斷，同樣也可實現(xiàn)零電壓關斷。ir回零時，模態(tài)3結束。
    模態(tài)4[t3～t4]  ir在t3時刻回零，由于VT1，VT4已關斷，VT2，VT3尚未開通，因此電路保持斷續(xù)電流狀態(tài)，輸入源和輸出源之間沒有任何能量傳遞。當VT2，VT3開通時，階段4結束。由于電路工作的對稱性，另外半個周期的工作過程不再贅述。

3 LCC諧振變換器臨界斷續(xù)頻率的提出
    文獻關于LCC諧振變換器工作模式2的數(shù)學分析中指出，保持諧振電路工作在斷續(xù)模式下的開關頻率為：
   
    式中：t01～t34均為關于Go和K的函數(shù)，t01為電路運行階段模態(tài)1[t0～t1]的時間，其余類推。
    如圖2所示，當不存在階段[t3～t4]，[t7～t8]時，電路處于臨界斷續(xù)狀態(tài)。因此定義t34=0時的開關頻率為臨界斷續(xù)開關頻率，即：
   
    對于一臺實際的LCC諧振變換器裝置，K為定值，因此只要檢測電路的實際運行狀態(tài)，計算得到Go值，即可通過式(2)計算出此時的fs_cri。

4 優(yōu)化控制策略的程序實現(xiàn)
    簡易控制是指將開關頻率限制在小于或等于最小臨界斷續(xù)頻率范圍內的控制方式。由圖2可見，一個周期內，[t3～t4]，[t7～t8]時間段內輸入源和負載之間沒有任何能量傳遞，降低了能量傳輸效率。
    在此就如何實現(xiàn)優(yōu)化控制方式的問題進行了研究。在高頻大功率電路裝置控制中，采用數(shù)字化控制無疑是較好的選擇。從數(shù)字控制的角度出發(fā)，采用數(shù)字控制芯片控制變換器的工作頻率來實現(xiàn)優(yōu)化控制，是一種不錯的方法。[!--empirenews.page--]
    由于已從LCC諧振變換器的數(shù)學分析中推導出fs_cri的概念和公式，因此在DSP的編程控制中采用此公式。在裝置的調壓過程中實時計算裝置的fs_cri，然后以fs_cri作為頻率調節(jié)的上限，這樣，一方面可保證提高裝置運行頻率和輸出電壓：另一方面可以使ir在額定工作狀態(tài)保持臨界斷續(xù)，提高了裝置的能量傳輸效率。由式(2)可知，fs_cri僅為Go的函數(shù)(K為定值)，因此在裝置的控制中，通過DSP的A／D采樣口，實時采樣獲取Ue，Uin的值，然后計算Go大小，從而計算出fs_cri。
    DCM LCC諧振變換器優(yōu)化控制方式的具體程序實現(xiàn)上。通過PFM方式調節(jié)電路的運行狀態(tài)。穩(wěn)壓和調壓是通過HD控制方式實現(xiàn)的，在PID調壓過程中，計算電路實時工作狀態(tài)的fs_cri，通過判斷限制開關頻率不超過fs_cri，這樣既能保證電路的DCM，又達到了提升變換器性能的目的。啟動電路裝置運行時，先給定一個較低的頻率，此頻率小于電路最小fs_cri，以保證電路剛啟動時的斷續(xù)工作狀態(tài)。實際裝置的控制采用DSP實現(xiàn)，具體程序流程圖如圖3所示。

    采用此控制策略，既實現(xiàn)了優(yōu)化控制方式要保持ir臨界斷續(xù)的特點，提高傳輸效率，又可結合輸入母線電壓的調節(jié)，使調壓過程中，也能夠快速實現(xiàn)ir的臨界斷續(xù)。整個裝置的結構如圖4所示。

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5 實驗結果
    為了驗證以上理論分析和控制策略的可行性，設計搭建了一臺原理樣機。采用高頻大功率變壓器，變比n=120，寄生電感Lr=8．03 μH，寄生電容Cp=0．95μF，Lr和Cp分別作為LCC諧振電路的串聯(lián)電感和并聯(lián)電容使用。外接串聯(lián)諧振電容。
    圖5a為母線電壓為56 V時，Ro=24．84 kΩ，Cr=4．65μF時的電路運行波形圖。此時電路運行在臨界斷續(xù)狀態(tài)，fs_cri=15．83 kHz。如果采用簡易控制，最高工作頻率是最小臨界斷續(xù)頻率13．02 kHz。

    圖5b為母線電壓為40 V時，Ro=18．74 kΩ，Cr=9．51μF時的電路運行波形圖。此時電路運行在臨界斷續(xù)狀態(tài)，fs_cri=13．96 kHz。如果采用簡易控制，最高工作頻率是最小臨界斷續(xù)頻率9．11 kHz。
    通過實驗可見，此控制方法可以使Uo穩(wěn)定在零至最大輸出電壓范圍內，并且在提升母線電壓時，如果Uo還未達到預定值，則電路始終運行在ir臨界斷續(xù)條件下。
    由于此控制程序是動態(tài)地計算LCC諧振變換器的fs_cri，并且在調壓中調整此頻率，所以對參數(shù)的準確性要求較高。由于以往文獻都是按照理想的電路模型建立的數(shù)學模型，因此在控制時，需要對控制電路實際采樣到的參數(shù)(如Uin，Uo等)作一些修正，減少輸出硅堆和IGBT壓降的影響。
    與簡易控制方式對比，此優(yōu)化控制程序大大提高了逆變裝置的工作頻率，由實驗波形可見，頻率提高了約25％，如果Uo繼續(xù)提高，并且配合選擇合適的參數(shù)K，頻率提高更加明顯。同時優(yōu)化控制方式也消除了簡易控制方式中ir完全斷續(xù)的時間，提高了系統(tǒng)傳輸效率和輸出功率，并且保持了簡易控制方式的軟開關等優(yōu)點。

6 結論
    基于LCC諧振變換器在斷續(xù)工作模式下建立的數(shù)學模型，提出了LCC在斷續(xù)模式下優(yōu)化控制的數(shù)字化實現(xiàn)策略，并且提出了切實可行的控制程序，使原來斷續(xù)的諧振電流達到了臨界斷續(xù)的工作模態(tài)。斷續(xù)模式LCC諧振變換器的優(yōu)化控制模式相對于簡易控制模式，有更高的輸出電壓和更高的工作頻率，在臨界斷續(xù)頻率附近，變換器的傳輸效率達到了斷續(xù)工作模式的最大值，彌補了簡易控制的缺陷。