摘要：在分析了目前幾種比較主流的光伏電池最大功率點跟蹤(MPPT)算法的基礎上提出了一種新的光伏電池MPPT算法。利用PIC16F877單片機構建的最小系統(tǒng)控制的Buck電路，實現(xiàn)了新算法的實驗驗證，新算法較大地提高了MPPT控制器的性價比。同時，這里還提出了一種新的基于IR2110構建的單管高邊功率NMOSFET驅動電路，提高了變換器的變換效率。
關鍵詞：光伏電池；最大功率點跟蹤；硬件電路

1 引言
    近年來，隨著地球上化石能源不斷被人類開采并消耗，石油可用儲量不斷減少，太陽能光伏電池系統(tǒng)作為可控性強，利用率高，并儲存方便的一種對太陽能進行利用的方式，為人類解決日益嚴重的能源和環(huán)境危機提供了一個很好的發(fā)展方向。
    然而，目前光伏電池的太陽能轉化率還不高，對其商業(yè)化形成了巨大的阻力。故提高光伏電池的轉化率是推動光伏電池產(chǎn)業(yè)和解決能源危機的主要途徑。從光伏電池材料和制造工藝角度提高光伏電池的轉化率是做法之一。此外，還可通過光伏電池控制器，利用MPPT技術，使光伏電池輸出功率達到最大。目前為達到良好的動態(tài)特性，研究出的光伏MPPT方法很多，但通過控制器提高轉化率的前提條件是控制器的性價比要合理，據(jù)此，從實際應用的角度出發(fā)，通過引入新的MPPT算法，以有限的硬件條件實現(xiàn)了光伏電池的最大功率輸出。

2 MPPT算法思想
2．1 MPPT算法的基本原理
    圖1示出光伏電池陣列的電路原理圖。

    顯然，流經(jīng)等效二極管的電流IVD隨光伏電池陣列輸出電壓Uoc增大而增大，且增大到二極管的導通閾值電壓時，Iph大部分從等效二極管分流，從而使輸出電流IL較小，所以設計MPPT控制器的思想是通過控制器將Uoc鉗制在等效二極管完全導通之前的某一電壓值，使光伏電池的實際輸出功率是當前光照和環(huán)境溫度條件下的最大功率。
2．2 傳統(tǒng)MPPT算法
    恒電壓法是最早的一種MPPT控制方法，不同光照強度下，光伏電池陣列的最大輸出功率點(MPP)的電壓近似相等。利用這一特性，將光伏電池輸出電壓固定在此電壓上，實現(xiàn)光伏電池的最大功率輸出。此方法無法較準確地實現(xiàn)MPPT控制。
    擾動觀察法，即爬山法，是一種比較實用的MPPT控制算法，這種方式雖在一定程度上減輕了CPU的負擔，但由于周期性尋優(yōu)，會對系統(tǒng)的輸出電壓造成周期性的波動。
    電導增量法是目前跟蹤MPP快速而準確的算法之一，但其缺點是：對硬件的要求非常高，特別是要求模擬信號的數(shù)字化轉換精確而快速，且必須要對信號做高質量的濾波處理，否則無法實現(xiàn)找到MPP的功能。此外還有同擾動觀察法一樣占用CPU時間太多的缺點。
2．3 新MPPT算法一過山車法
    過山車法是針對傳統(tǒng)算法占用CPU時間過多，或對硬件要求過高的缺點提出的，對于中小功率的太陽能光伏系統(tǒng)而言，此算法性價比較高。由于該算法是在Buck電路實驗平臺上發(fā)展起來的，故該算法適用的主要范圍是負載端的阻抗比光伏電池MPP處的等效阻抗小的情況。
    該算法基本思想是：①利用過山車法，即先將光伏電池陣列兩端電壓U1鉗制在蓄電池電壓U2處，再逐漸增加U1，使光伏電池陣列的輸出功率點由小到大，經(jīng)過MPP后，繼續(xù)增大U2，使輸出功率比最大輸出功率小于一個閾值△P1。輸出功率由小變大，再變小，一定會經(jīng)過一個最大點。在輸出功率變化過程中，記錄下光伏電池陣列輸出最大功率時的輸出電壓U_max；②根據(jù)光伏電池陣列輸出最大功率時記錄下的U_ max，利用穩(wěn)壓程序(可利用PID控制)將U1鉗制在記錄下的U_max上，實現(xiàn)光伏電池陣列以最大功率穩(wěn)定地輸出能量；③當光照強度發(fā)生變化(由于在短時間內(nèi)，環(huán)境溫度的變化對系統(tǒng)輸出功率的變化影響不大，可以忽略)，即輸出電壓U_max時的輸出功率P1與之前的P_max之間差值超過一定閾值△P時，若P1>P_max，說明光照強度增加了，MPP處的輸出電壓也相應增大了，所以此時應啟動按增加光伏電池陣列輸出電壓的方向用過山車法尋找MPP程序；如果P1<P_max，說明光照強度減小了，MPP處的輸出電壓也相應減小，故此時應啟動按減小光伏電池陣列輸出電壓的方向用過山車法尋找MPP程序。整個程序的流程圖如圖2所示。[!--empirenews.page--]

3 單管高邊NMOSFET驅動電路
    為保證硬件電路的穩(wěn)定性，實驗采用IR2110芯片，搭建所需單管高邊NMOSFET驅動電路，如圖3所示。圖中A，B兩點分別接被驅動的NMOS FET的柵極和源極。驅動電路基本工作機制是：①PWM為低電平時，HIN為低電平，HO與VS導通，VQ1，VQ3先后關斷，LIN為高電平，LO與Vcc導通，LO變?yōu)楦唠娖?，VQ2導通，將升壓電容C1的負極端接地，此時，直流電壓源12 V通過二極管VD1給C1充電；②PWM為高電平時，LO與COM導通，LO變?yōu)榈碗娖?，VQ2關斷，而HO與VB導通，這使得C1的正負極直接連接在VQ3的柵極和源極上，VQ3導通，導致C1的正負極通過VQ3連接在被驅動MOSFET VQ1的柵極和源極上，使VQ1導通。需要注意的是，即使由于VQ1導通導致B點的電壓升高，由于C1的作用，A，B兩點之間的電壓保持不變，保證了主電路NMOSFET的持續(xù)導通。

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    經(jīng)實測A，B兩點間的PWM波占空比范圍能達到0～96％，圖4為A，B兩點間的PWM波形(占空比為96％)，uo為PWM模塊輸出信號，uPWM為經(jīng)驅動電路后用于驅動MOSFET的PWM信號。

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    利用IR2110搭建傳統(tǒng)Buck驅動電路，如圖5所示。該驅動電路是用VD3和R2實現(xiàn)將C1的負極接地，從而完成VQ1關斷期間對C1的充電。由于C2及容性負載(如蓄電池)的兩端有電壓U2，使B點出現(xiàn)對地大小為U2的電勢，導致C1兩端電壓近似為零而無法給C1充電，故需在B點至C2及容性負載正極之間加一個VD3，使得在VQ3關斷期間，將B點與C2及容性負載正極之間斷開，再通過R2與地等電勢，間接地將C1負極接地，實現(xiàn)對C1充電。

    比較圖3，5可知，圖5中主電路上多R2和VD3，假設Buck后端負載電壓U1=14 V，負載電流I=5 A，前端電壓U2≈U1／D，D為占空比，VD3導通電壓Uf=1 V，那么消耗在R2和VD3的能量為：
   
    新驅動電路中，多出的兩個MOSFET會增加能耗，其能耗分為兩部分：①給柵源極電容充放電消耗的能量為：P2_1=2QgUgsf，Qg為VQ2或VQ3的總柵極電荷，Ugs為VQ2或VQ3柵源端電壓，f為VQ2，VQ3開關頻率。這里VQ1選用L2203N，VQ2，VQ3均選用IRF640。從IRF640 Datasheet中可查得Qg=72 nC，且選擇Ugs=12 V，f=30 kHz，故P2_1=0．025 92W。
    ②漏源極之間的導通與關斷消耗的能量。由于VQ2的通斷是為C1充放電(而C1為VQ1柵源電容充放電)，VQ3的通斷是為VQ1柵源電容充放電，從L2203N Datasheet中可查得VQ1的總柵極電荷Q1g=60 nC，C1在一個周期中因給VQ1柵源電容充電而導致C1的電壓下降△u1=Q1g／C1=6 mV，可見C1兩端電壓變化很小，所以VQ2通斷前后，VQ2漏源極兩端電壓很小(為毫伏級)，可視作ZVS軟開關，那么VQ2通斷造成的能量損耗幾乎能忽略不計。而VQ3關斷時，VQ1先關斷，VQ1的柵源極電勢相等，而VQ1的柵極、源極分別跟VQ3的漏極、源極等電勢，那么VQ3的漏源極兩端電壓也近似為零，可見，VQ3關斷時也可視為ZVS軟開關，所以VQ3的關斷造成的能量也可忽略不計；VQ3導通時，柵極電壓變化過程如圖6所示。

    圖中，Uth為開啟閾值電壓，Ugp為米勒平臺電壓，Ucc為MOSFET穩(wěn)定導通后柵源極兩端電壓。對于VQ1，VQ3，通過查閱相關數(shù)據(jù)求取t1，t2：
   
    當VQ3柵源電壓上升到Uth后，即VQ3開始導通后，VQ1柵源電壓才從零開始上升，從上述計算數(shù)據(jù)可見，t2_VQ3-t1_VQ3≈t1_VQ1?？芍?，VQ3柵源電壓上升到Ugp后，VQ1柵源電壓還未上升到Uth，VQ3柵源極電壓上升到Ugp后，VQ3幾乎完全導通，C1兩端電壓幾乎全加在VQ1的柵源極兩端，使VQ3兩端電壓接近零，故VQ3開通過程消耗的能量主要集中在t1～t2這段時間內(nèi)。為簡化計算，可求取最大能量損耗，假設在t1～t2時段內(nèi)，VQ1柵源兩端電壓Ugs_VQ1為零，那么VQ3開通過程消耗的能量為：
   
    從t1～t2這段時間內(nèi)，查表可得在漏源電壓為25V測試條件下，由于VQ3跨導為：
   
    由式(4)變形得Ids=11Ugs-33，則VQ3漏源極導通電阻R=25／(11Ugs-33)，而Ugs可寫成時間函數(shù)：
   
    故傳統(tǒng)驅動電路比此處提出的驅動電路多消耗的能量△P=P1-(P2_1+P2_2)=5．067 08 W，故新Buck驅動電路比傳統(tǒng)Buck驅動電路提高的效率η1=△P／(IU2)=7．239％，可見對于中小功率的Buck電路，這里提出的MOSFET驅動電路極大地提高了能量轉換效率。[!--empirenews.page--]

4 新MPPT算法硬件實現(xiàn)
    這里選擇的硬件主電路是Buck電路，控制芯片采用PIC16F877A，A／D模塊及PWM模塊是PIC16F877A內(nèi)部集成的。為了降低成本，電流檢測模塊選用高邊電流檢測芯片MAX4072搭建。主MOSFET采用L2203N。驅動電路是利用IR2110芯片搭建的高邊NMOSFET單管驅動電路。整個系統(tǒng)的原理圖如圖7所示。

    硬件電路工作的基本原理是將電流、電壓信號經(jīng)單片機PIC16F877A自帶的A／D模塊轉換成相應的數(shù)字信號，經(jīng)過相應的程序處理后，計算出PWM波的占空比，經(jīng)單片機自帶的PWM模塊輸出控制MOSFET的PWM信號，實現(xiàn)控制Buck電路前端的電壓從而實現(xiàn)MPPT算法。

5 實驗結果
    ①加MPPT控制器組建的光伏系統(tǒng)，如圖8a所示，開始運行調(diào)試器后，用示波器測試光伏電池陣列兩端電壓波形，即得MPPT控制器跟蹤光伏陣列輸出電壓曲線，如圖9所示：②測量在光伏電池與蓄電池之間加入這里的太陽能控制器后組成的光伏系統(tǒng)見圖8a，蓄電池端充電功率P和不加控制器的光伏系統(tǒng)，即直接將光伏電池與蓄電池組成的光伏系統(tǒng)，見圖8b，設給蓄電池充電的功率為P’，比較加入控制器后蓄電池充電功率的提升效率：
   

    加入MPPT控制器后，蓄電池充電電流明顯增加，與不加MPPT控制器相比，提升效率η2大致在8．8％。此外，與第3節(jié)中的η1=7．239％比較，進一步證明了新提出的MOSFET驅動的必要性，若未使用新MOSFET驅動，實際充電提升效率η2’=η2-η1=8．8％-7．239％=1．561％，顯然通過MPPT控制而獲得的增加的能量基本使MOSFET驅動部分消耗殆盡。目前市場上光伏電池單價為14元／W，而MPPT控制器的制造成本在100元以下，以η2=8．8％計算，對于100 W的光伏電池，其提升能量為8．8 W，由此可得該MPPT控制器的單位提升功率造價為11．36元／W，這顯然低于光伏電池單價。故這里設計的MPPT控制器從實際運用出發(fā)，解決了控制器最低性價比問題。

6 結論
    這里提出的新光伏MPPT控制算法很好地解決了其他MPPT算法跟蹤振蕩的問題，與此同時，提出了一種適用于中小功率變換器的高效MOSF ET驅動電路。在實現(xiàn)既定控制性能指標的同時，這里從實用性方面分析了該控制器可行性。由實驗結果可見，所設計的控制器滿足了實際應用的性價比要求。