SMPS拓撲及轉換原理
根據電路拓撲的不同，SMPS可以將直流輸入電壓轉換成不同的直流輸出電壓。實際應用中存在多種拓撲結構，比較常見有三種基本類型，按照功能劃分為(參見圖2)：降壓(buck)、升壓(boost)、升/降壓(buck-boost或反轉)。下面還將討論圖2中所畫出的電感充電/放電通道。
三種拓撲都包括MOSFET開關、二極管、輸出電容和電感。MOSFET是拓撲中的有源受控元件，與控制器(圖中沒給出)連接，控制器輸出脈寬調制(PWM)方波信號驅動MOSFET柵極，控制器件的關斷或導通。為使輸出電壓保持穩(wěn)定，控制器檢測SMPS輸出電壓，并改變方波信號的占空比(D)，即MOSFET在每個開關周期(TS)導通時間。D是方波導通時間和周期的比值(TON/TS)，直接影響SMPS的輸出電壓。兩者之間的關系在等式4和等式5給出。
MOSFET的導通和關斷狀態(tài)將SMPS電路分為兩個階段：充電階段和放電階段，分別表示電感中的能量傳遞狀態(tài)(參見圖2的環(huán)路)。充電期間電感所儲存的能量，在放電期間傳遞給輸出負載和電容上。電感充電期間，輸出電容為負載供電，維持輸出電壓穩(wěn)定。根據拓撲結構不同，能量在電路元件中循環(huán)傳遞，使輸出電壓維持在適當的值。
在每個開關周期，電感是電源到負載能量傳輸的核心。如果沒有電感，MOSFET切換時，SMPS將無法正常工作。電感(L)中所儲存的能量(E)取決于電感電流值(I)：
在每個開關周期中(圖3)，電感兩端的電壓恒定，因此電感中的電流線性變化。根據基爾霍夫電壓環(huán)路定律，可以得到開關過程中電感兩端電壓，注意極性以及VIN/VOUT的關系。例如，升壓轉換器的放電期間，電感兩端電壓為-(VOUT-VIN)。因為VOUT>VIN，所以電感兩端電壓為負。
充電期間，MOSFET導通，二極管反向偏置，能量從電源傳遞給電感(圖2)。由于電感兩端電壓(VL)為正，電感電流將逐漸上升。同時，輸出電容將前一個周期存儲的能量傳遞給負載，以保持輸出電壓的恒定。
圖3.穩(wěn)態(tài)時電感的電壓、電流特性。
放電期間，MOSFET關斷，二極管正向偏置并導通。由于此時電源不再對電感充電，電感兩端電壓極性反轉，并且將能量釋放給負載，同時補充輸出電容的儲能(圖2)。放電時，電感電流逐漸下降，放電電流如上述關系式所示。
充電/放電周期循環(huán)，并保持一個穩(wěn)定的開關狀態(tài)。在電路建立穩(wěn)態(tài)的過程中，電感電流逐漸達到其穩(wěn)定值，該電流是直流電流和電路在兩個階段切換時所產生的交流電流(或電感紋波電流)之和(圖3)。直流電流的大小與輸出電流成正比，也取決于電感在SMPS拓撲中的位置。紋波電流需要經過SMPS濾波，以獲得真正的直流輸出。濾波由輸出電容完成，它對于交流信號呈現較低的阻抗。不需要的輸出紋波電流通過輸出電容旁路，并且當電流對地放電時保持電容電荷恒定。因此，輸出電容還起到穩(wěn)定輸出電壓的作用。實際應用中，輸出電容的等效串聯電阻(ESR)產生的輸出電壓紋波與電容的紋波電流成正比。
由此可見，能量在電源、電感和輸出電容間傳遞，保持輸出電壓恒定，為負載供電。那么，通過SMPS間的能量傳遞如何確定輸出電壓和輸入/輸出電壓轉換比?如果能夠理解電路作用一個周期性波形的穩(wěn)態(tài)過程，便可以很容易的計算出這些數值。穩(wěn)態(tài)期間，有一個變量在重復周期TS的開始階段與結束階段相等。對于電感而言，如上所述，其電流周期性的充電與放電，因此其電流在PWM周期的開始階段應該與結束階段相等。這意味著，電感電流在充電過程的變化量(ΔICHARGE)應等于在放電過程的變化量(ΔIDISCHARGE)。建立充電和放電期間電感電流變化的等式，可得到下面的表達式：
簡而言之，在不同的工作周期，電感電壓和時間的乘積相等。因此，從圖2的SMPS電路中，我們可以很容易的得到穩(wěn)態(tài)時的電壓和電流轉換比。對于降壓電路，根據充電電路的基爾霍夫電壓環(huán)路可得到電感兩端的電壓為(VIN-VOUT)。同理，放電過程中電路電感兩端的電壓為-VOUT。根據等式3，可得出電壓的轉換比為：
從這一系列等式可以看出，降壓轉換器的輸出相比VIN增大了D倍，而輸入電流則比負載電流大D倍。表1列舉了圖2中所示拓撲結構的轉換比。有些復雜的拓撲結構可能難以分析，但是利用這個方法解等式3和5可得到全部SMPS的轉換比。
四、三電平DC/DC變換器的拓撲結構及其滑?？刂品椒?/strong>
摘要：首先闡述了三電平DC/DC變換器拓撲的推導過程，給出了6種非隔離三電平DC/DC變換器和5種隔離三電平DC/DC變換器拓撲結構；分析了三電平DC/DC變換器中，如何設計濾波電路的參數以提高其動態(tài)品質；最后以Buck三電平變換器和Buck?Boost三電平變換器為例，分析了滑?？刂圃谌娖紻C/DC變換器中的應用前景。
1引言
J.RenesPinheiro于1992年提出了零電壓開關三電平DC/DC變換器[1]，該變換器的開關應力為輸入直流電壓的1/2，非常適合于輸入電壓高、輸出功率大的應用場合。因此，三電平DC/DC變換器引起了廣泛關注，得到了長足發(fā)展。目前，三電平技術在已有的DC/DC變換器中，均得到了很好的應用。部分三電平DC/DC變換器在降低開關應力的同時，還大大減小了濾波器的體積，提高了變換器的動態(tài)特性。三電平技術的應用，充分體現了“采用有源控制的方式減小無源元件體積”的學術思想。
2三電平DC/DC變換器拓撲的推導與發(fā)展
2.1三電平兩種開關單元
文獻[2]分析了三電平DC/DC變換器的推導過程：用2只開關管串聯代替1只開關管以降低電壓應力，并引入1只箝位二極管和箝位電壓源(它被均分為兩個相等的電壓源)確保2只開關管電壓應力均衡。電路中開關管的位置不同，其箝位電壓源與箝位二極管的接法也不同。文中提取出2個三電平開關單元如圖1所示。圖1(a)中，箝位二極管的陽極與箝位電壓源的中點相連，稱之為陽極單元；圖1(b)中，箝位二極管的陰極與箝位電壓源的中點相連，稱之為陰極單元。
2.2六種非隔離三電平DC/DC變換器
三電平DC/DC變換器的推導過程可以總結為以下三個步驟：一是將基本變換器的開關管替換為相互串聯的2只開關管；二是尋找或構成箝位電壓源；三是從箝位電壓源的中點引入1只箝位二極管到相互串聯的2只開關管的中點，箝位二極管的放置與2只開關管與箝位電壓源聯接的地方有關。
為了確保2只開關管的電壓應力相等，三電平DC/DC變換器一般由圖1所示的兩種開關單元共同組成。文獻[2]所分析的半橋式三電平DC/DC變換器的推導思路，可以推廣到所有的直流變換器中，由此提出了一族三電平DC/DC變換器拓撲，包括Buck，Boost，Buck?Boost，Cuk，Sepic，Zeta等6種非隔離的三電平DC/DC變換器，但是這6種非隔離的三電平DC/DC變換器的輸入與輸出是不共地的，這個缺點限制了它們的使用范圍。
(a)三電平陽極單元(b)三電平陰極單元
圖1兩種三電平開關單元
文獻[10]提出將隔直電容引入到輸入輸出不共地的非隔離三電平DC/DC變換器中，并對變換器結構進行改進，使其輸入與輸出共地。改進后的變換器保留了改進前的變換器的所有優(yōu)點，即：開關管的電壓應力為輸入電壓的1/2；可以大大減小儲能元件的參數；續(xù)流二極管的電壓應力為輸入電壓的1/2。圖2所示為6種輸入輸出共地的非隔離三電平DC/DC變換器。
(a)Buck三電平DC/DC變換器(b)Boost三電平DC/DC變換器(c)Buck-Boost三電平DC/DC變換器
(d)Cuk三電平DC/DC變換器(e)Sepic三電平DC/DC變換器(f)Zeta三電平DC/DC變換器
圖2非隔離式三電平DC/DC變換器
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2.3五種隔離三電平DC/DC變換器
同理，可以推導出Forward，Flyback，Push-Pull，半橋和全橋等隔離的三電平DC/DC變換器[2]，如圖3所示。
(a)Forward三電平DC/DC變換器
(b)Flyback三電平DC/DC變換器
(c)Push-Pull三電平DC/DC變換器
(d)半橋三電平DC/DC變換器
(e)全橋三電平DC/DC變換器
圖3隔離式三電平DC/DC變換器
3三電平DC/DC變換器中濾波元件參數的選擇
上述6種非隔離的三電平DC/DC變換器和全橋三電平DC/DC變換器均可以得到三電平輸出波形，從而大大減小了濾波元件的參數。文獻[3,4]詳細分析了一類零電壓零電流開關復合式全橋三電平DC/DC變換器，該變換器的輸出整流電壓高頻交流分量很小，可以減小輸出濾波器，改善變換器的動態(tài)性能；同時其輸入電流脈動很小，可以減小輸入濾波器。
下面以Buck三電平DC/DC變換器和傳統的Buck變換器中濾波器的參數設計為例進行比較。圖4表明Buck三電平DC/DC變換器的電感電流最大脈動量僅為Buck變換器的1/4。如果兩者電感電流脈動的最大值相同，那么Buck三電平DC/DC變換器的濾波電感量可減小為Buck變換器的濾波電感量的1/4。
圖4BuckTL變換器的電感量為Buck變換器電感的1/4
在設計一個電源時，其輸出紋波大小都有明確的限制，據此，可以計算出輸出濾波電容的大小。經過分析，如果電感電流脈動相同，Buck三電平DC/DC變換器的輸出濾波電容放電頻率較Buck變換器提高了1倍，因此其濾波電容是可以減小為Buck變換器濾波電容量的1/2?？紤]到電容寄生參數的影響，濾波電容的值要適當放大，并采用多個較小容量電容并聯的方式以減小等效串聯電阻（ESR）。
4滑模控制在三電平DC/DC變換器中的應用研究
在實際應用中，因為三電平DC/DC變換器開關數目比較多，控制相對比較復雜，對它的控制方法的研究還處于起步階段。三電平DC/DC變換器工作時有多個模態(tài)，且每個模態(tài)有其獨立的狀態(tài)方程，要對三電平DC/DC變換器進行系統的解析分析比較困難。目前，三電平DC/DC變換器中一般采用脈寬調制(PWM)和交錯控制相結合的方法。但是PWM控制有其固有的缺陷，即它的控制性能依賴于系統參數。當系統受到瞬態(tài)或持續(xù)擾動時，系統的參數也會改變，甚至會出現參數不匹配的情況，這樣控制性能將大大降低。
為了提高和改善三電平DC/DC變換器的穩(wěn)定性，抗負載擾動及參數攝動，快速性等，現代控制理論如自適應控制，非線性反饋線性化控制，滑模變結構控制，最優(yōu)控制，以及模糊控制，神經網絡等智能控制在三電平DC/DC變換器中的應用研究也將逐步開展。但目前還尚未有文獻論述。
其中，滑模變結構控制在電力電子系統中改善魯棒性，動態(tài)品質，控制硬件電路的設計等方面取得了一些成果[8，9]。滑?？刂票举|上是一種變結構控制，它的突出優(yōu)點是其控制性能不依賴于系統參數。文獻[8]詳細介紹了DC/DC變換器的滑模變結構控制，論述了如何以等效控制作為分析手段來分析Buck,Boost,Buck?Boost變換器，該方法保證了系統在大信號和小信號情況下的穩(wěn)定性。
對于三電平DC/DC變換器，由于其特有的多模態(tài)工作情況，很適合于采用滑模變結構控制來實現和改善變換器的動態(tài)性能和魯棒性。圖5給出了Buck三電平DC/DC變換器的實驗原理圖，圖6給出了Buck?Boost三電平DC/DC變換器的實驗原理圖?；？刂朴布娐穼崿F簡單，理論上有無限高的開關頻率，但是受實際開關器件的頻率限制，要求在滑模控制的控制信號輸出端加一個延遲環(huán)節(jié)，一般采用施密特觸發(fā)器來實現。400Hz驅動信號是用來實現電壓輸入擾動和負載擾動，以驗證滑?？刂茖@兩個擾動的魯棒特性。
圖5基于滑?？刂频腂uck三電平DC/DC變換器實驗原理圖
圖6基于滑?？刂频腂uck?Boost三電平DC/DC變換器實驗原理圖
但是,由于三電平DC/DC變換器的開關數目比較多，不再是簡單的{0,1}標量控制，這給滑模面的選擇和控制律的選取造成了一定的困難。關于這方面的研究，作者將在另文中作進一步的探索。
5結語
本文從三電平DC/DC變換器拓撲的推導過程，三電平DC/DC變換器中濾波元件參數的設計，以及三電平DC/DC變換器中控制方法的研究等幾個方面詳細論述了近年來三電平DC/DC變換器研究的現狀。
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