摘要：開環(huán)閉環(huán) D 類放大器逐漸成為消費性音頻電子設計人員的優(yōu)先選擇，若要準確地掌握放大器的性能，就需要不同的方式來檢視電源紋波的效果。現(xiàn)在的音頻設計人員非常重視降低系統(tǒng)成本、縮小體積以及提升音質，而這些都需要高度供電噪音抑制架構才能達成，然而，供電抑制比 (PSRR) 測量無法準確判別 D 類橋接負載 (BTL) 放大器的性能。本文將探討傳統(tǒng)的 PSRR 規(guī)格及測量技術，并說明其何以無法確切地測得放大器的供電抑制功能，此外，文中還將提供另一種方式來檢視放大器音頻性能中的電源紋波效應。

    長久以來，供電抑制比 (PSRR) 一直是評定放大器是否能抑制輸出端電源噪音的絕佳方式，然而，隨著 D 類放大器的普及與性能優(yōu)勢，光靠 PSRR 做為供電噪音抑制的指標已顯不足。比較開環(huán)閉環(huán)數(shù)字輸入 I2S 放大器的 PSRR 規(guī)格時，這點尤其明顯。PSRR 規(guī)格大多相同，不過，聆聽采用非理想電源供應的放大器所發(fā)出的音質時，即可明顯地判別出音質的差異。本文將概述傳統(tǒng)的 PSRR 測量方式，并說明這種測量方式何以無法確切判斷橋接負載 (BTL) 配置中 D 類放大器的供電抑制性能，同時提供能有效測量 D 類放大器之中供電噪音效應的替代方法。

 若要了解 PSRR 測量何以不再能確切判別供電抑制性能，必須先回顧 AB 類放大器主導消費性音頻電子產品的那段歷史。AB 類放大器過去的配置都采用單端 (SE) 或 BTL 輸出配置，這與現(xiàn)今的配置相同。事實上，SE AB 類放大器一般都使用分支軌電源 (split rail supply) (亦即 +/- 12V)，因為電源供應主要采用變壓器的型態(tài)，而且加入第二個軌不會導致成本負擔。BTL 配置較常用于非分支軌電源的音頻系統(tǒng)。然而，不論是 SE 或 BTL 配置，通過 AB 類放大器的基本架構以及低于電源軌電壓的輸出電壓，AB 類放大器都能達到良好的 PSRR。

 針對 AB 類放大器，PSRR 測量能夠較準確地指出放大器抑制電源噪音的能力，尤其是對于 SE 配置 (詳見下文)。首先讓我們來了解 D 類放大器對于市場的影響。D 類放大器的高效運作改變了市場的生態(tài)，使得工業(yè)設計出現(xiàn)大量的創(chuàng)新，尤其是體積尺寸的縮減。然而，這類放大器的架構與 AB 類放大器有根本上的差異，而且?guī)缀跚逡簧剡x用 BTL 作為其輸出配置。

 在 BTL 配置中，D 類放大器具備由四個 FETS 組成的兩個輸出級 (也稱為全橋式)。SE D 類放大器則只有由兩個 FETS 組成的單一輸出級 (也稱為半橋式)。相較于 SE 配置，BTL 輸出配置具有多項優(yōu)點，包括特定電源軌的四倍輸出功率、較佳的低音回應，以及絕佳的開關噪音抑制性能。BTL 架構的缺點則是需要兩倍數(shù)量的 FET 電晶體，這表示晶粒的大小尺寸及相關成本增加，而且重建濾波器 (LC 濾波器) 的成本加倍。在現(xiàn)今 SE 及 BTL D 類放大器并行的市場中，BTL 占了絕大多數(shù)。

在 D 類 BTL 配置中，傳統(tǒng)的 PSRR 測量無法發(fā)揮效用。為了深入了解其中的原因，就必須先了解 D 類放大器的運作方式以及 PSRR 的測量方式。D 類放大器是切換放大器，輸出會以極高的頻率在軌與軌之間切換，而此頻率一般在 250kHz 以上。音頻會用來進行切換頻率 (方波) 的脈沖寬度調變 (PWM)，然后重建濾波器 (LC 濾波器) 會用來擷取載波頻率中的音頻。這類切換架構的性能相當高 (架構與開關模式電源供應相同)，但是對于供電噪音的敏感度也遠遠高于傳統(tǒng)的 AB 類放大器。再仔細想想，放大器的輸出基本上是電源軌 (經(jīng)過脈沖寬度調變)，因此任何出現(xiàn)的供電噪音都會直接傳送到放大器的輸出。

供電抑制比 (PSRR) 是測定放大器抑制供電噪音 (亦即紋波) 達到何種程度的測量方式。這是選用音頻放大器時必須考慮的重要參數(shù)，因為 PSRR 不佳的音頻放大器通常需要高成本的電源供應及/或大型去耦合電容。在消費市場中，電源供應的成本、尺寸及重量是重要的設計考慮，尤其在體積外型不斷縮小、價格急速下滑，而且便攜式設計日益普遍的情況下更是如此。

在傳統(tǒng)的 PSRR 測量中，放大器的電源電壓包含 DC 電壓及 AC 紋波信號 (Vripple)。音頻輸出為 AC 接地，因此測量期間不會有任何音頻。由于所有的電源電壓去耦合電容都已移除，因此 Vripple 不會明顯減弱 (圖 1)。此時會測量輸出信號，然后使用等式 1 計算 PSRR：

     等式 (1)

圖 1. 傳統(tǒng)的 PSRR 測量

圖 2 顯示在 D 類 BTL 音頻放大器上進行的傳統(tǒng) PSRR 測量。重建濾波器前后的輸出明顯出現(xiàn)供電噪音，不過，請注意出現(xiàn)的噪音在負載中為同相位 (in-phase)。因此，測量 PSRR 時，Vout+ 與 Vout- 紋波會相互抵消，產生出供電抑制的錯誤指示，但是，可以清楚地看到放大器正將電源噪音直接傳送到輸出。這類 PSRR 測量無法指出放大器抑制供電噪音的優(yōu)劣程度，而 PSRR 測量無法發(fā)揮效用的主因是輸入在測量期間為 AC 接地。在實際應用中，放大器的功用是播放音樂，這正是必須考慮的部分。

播放音頻時，供電噪音會與內送音頻相互混合/調變，而整個音頻頻帶會產生程度不一的失真狀況，BTL 配置本身的抵消作用再也無法消除其中的噪音，業(yè)界稱此為互調失真 (IMD)。IMD 是兩個以上不同頻率的信號混合后所產生的結果，而且一般來說，所形成的信號頻率不會是其中一種信號的諧波頻率 (整數(shù)倍數(shù))。

圖 2. 具備 LC 濾波器的 BTL D 類 PSRR 測量

在繼續(xù)探討如何應付 PSRR 測量的缺陷之前，首先談論一下回饋。從前文的論述中，應該不難察覺到 D 類放大器本身有電源噪音方面的問題，若不進行反饋，這將成為一個重大缺陷 (在高階音頻應用中，開放回路放大器可達到不錯的音質，然而這類放大器一般都具備相當穩(wěn)定、高性能的電源，而且成本也相當高，因此不能相提并論。) 若要補強對供電噪音的敏感度，設計人員可以設計一個電源已經(jīng)過良好調節(jié)的系統(tǒng)，不過成本會增加，又或者是使用具有反饋的 D 類放大器 (也稱為封閉回路放大器)。

在現(xiàn)今的消費性電子產品市場中，大多數(shù)的模擬輸入 D 類放大器都采用封閉回路。然而，其中的數(shù)字輸入 I2S 放大器有其缺陷。I2S 放大器通過數(shù)字匯流排直接連接于音頻處理器或音頻來源，由于免除不必要的數(shù)字模擬轉換，因此可降低成本，并提升性能。但是，如今市場上的封閉回路 I2S 放大器并不普遍，因為要建立反饋回路來進行 PWM 輸出取樣并且與內送 I2S 數(shù)字音頻串流 (digital audio stream) 相加總是相當困難的。在模擬反饋系統(tǒng)中，通常是模擬輸出與模擬輸入相加總，因此較為簡易可行。然而，隨著 I2S 市場的演變，大多數(shù)的 I2S 放大器都采取模擬輸入放大器的做法，并采用反饋架構。

顯然 PSRR 不是測量 BTL D 類放大器供電抑制的有效方法，那么應該怎么做？現(xiàn)在回頭談談互調這個名詞。設計人員需要測量在播放音頻時所產生的互調失真及其對應的 THD+N 配置。在開始之前，讓我們先回顧一下 SE 架構。在 SE 架構中，不論是 AB 類、D 類或 Z 類，都沒有 BTL 架構的抵消作用，這是因為喇叭的其中一端連接放大器，另一端則接地。因此，對于 AB 類或 D 類放大器而言，在 SE 架構中，傳統(tǒng)的 PSRR 測量都能夠確實指出供電噪音抑制的情形。

在進行實驗后便能取得一些數(shù)據(jù)，而藉由下列一系列測量所得的數(shù)據(jù)，則可分析和比較開放回路及封閉回路 I2S 放大器的電源紋波 IMD。數(shù)字 1kHz 音調注入放大器的輸入，而 100Hz 的 500mVpp 紋波信號則注入電源供應。通過音頻精準度內建于 FFT 的功能可取得差動輸出的 FFT，進而進行觀測 IMD。

圖3 顯示封閉回路I2S放大器的IMD測量，注意其中的1 kHz 輸入信號以及幾乎不存在的旁波帶 (sideband)。反饋回路正有效地抑制互調失真。

圖3. TAS5706 封閉回路互調曲線圖

圖 4 顯示相同的 IMD 測量，但是這次是在 I2S 開放回路放大器進行測量。900 Hz 及 1.1kHz 的旁波帶相當明顯，因為其中沒有抑制 IMD 的反饋。

圖 4. 開放回路互調曲線圖

現(xiàn)在提供一個好消息。在圖 3 及圖 4 中，可以清楚看出電源噪音 IMD 所產生的效果，不過，就音質而言，IMD 是一種很難達到定性的測量方式。進行這種實驗時，可選擇改為測量 THD+N 配置，以下兩項測量將依此進行。THD+N 是以 1kHz 數(shù)字音頻及 500mVpp 電源紋波進行測量，電源紋波頻率則介于 50Hz 至 1kHz 之間。

圖 5 顯示開放回路放大器在不同電源紋波頻率下的 THD+N 曲線圖。紅線表示電源供應未出現(xiàn)任何紋波的放大器性能，這是最理想的狀態(tài)。另一條曲線表示介于 50Hz 至 1kHz 之間的紋波頻率。當紋波頻率增加時，失真對頻率帶寬的影響也會增加。通過經(jīng)過良好調節(jié)的電源能夠達到良好的開放回路性能，不過，這會使得成本提高，對于現(xiàn)今極為競爭的消費性電子產品市場而言，會是一大問題。

圖 5. 開放回路：不同 PVCC 紋波頻率的 THD+N 與頻率

圖 6 顯示封閉回路放大器的相同 THD+N 曲線圖。其中反饋抑制了互調失真，因此音頻未出現(xiàn)任何紋波噪音。

圖 6. 封閉回路：不同 PVCC 紋波頻率的 THD+N 與頻率

結論

本文回顧了測量 PSRR 的傳統(tǒng)方法，并指出其未能有效測量 BTL D 類放大器供電紋波效應的原因。BTL 輸出配置本身的抵消作用加上測量期間未出現(xiàn)任何音頻，便產生了錯誤的讀數(shù)。這是規(guī)格上的重大缺陷，因為供電噪音抑制性能是選擇 D 類放大器時其中一項相當重要的指標，尤其在檢視數(shù)字輸入 (I2S) 封閉回路及開放回路放大器的性能差異時更是如此。若要更正確地了解供電噪音抑制，就必須檢查輸出出現(xiàn) 1kHz 音頻信號且電源供應出現(xiàn)噪音時的 IMD 及 THD+N情況。本文最后說明封閉回路 D 類放大器何以能夠針對供電噪音進行補償而開放回路放大器卻無法做到。在極為競爭的消費性電子產品市場中，成本是考慮的核心因素，而封閉回路架構能否降低系統(tǒng)成本是相當重要的設計重點。