導讀：設(shè)計人員必須小心的規(guī)劃 PCB 的高速串行信號走線，以便盡可能減少線對間串擾，防止信道傳輸對數(shù)據(jù)造成破壞，本文介紹了優(yōu)化信號布線以顯著減少串擾的方法。

I.序言

如今，各種便攜式計算設(shè)備都應用了密集的印刷電路板（PCB）設(shè)計，并使用了多個高速數(shù)字通信協(xié)議，例如 PCIe、USB 和 SATA,這些高速數(shù)字協(xié)議支持高達 Gb 的數(shù)據(jù)吞吐速率并具有數(shù)百毫伏的差分幅度。

入侵（aggressor）信號與受害（victim）信號出現(xiàn)能量耦合時會產(chǎn)生串擾，表現(xiàn)為電場或磁場干擾。電場通過信號間的互電容耦合，磁場則通過互感耦合。

方程式（1）和（2）分別是入侵信號對受害信號的感應電壓和電流計算公式，方程式（3）和（4）分別是入侵信號和受害信號之間的互電容和互電感計算公式。

圖中文字中英對照

nduced voltage on victim :受害信號的感應電壓

mutual inductance between victim and aggressor :受害信號和入侵信號間的互電感

transient edge rate of current due to aggressor :受入侵信號影響的瞬態(tài)電流邊沿速率

induced current on victim :受害信號的感應電流

mutual capacitance between victim and aggressor :受害信號和入侵信號間的互電容

dielectric permittivity :介電常數(shù)

overlapped conductive area between victim and aggressor :受害信號和入侵信號間的重疊導電區(qū)域

distance between victim and aggressor :受害信號和入侵信號間的距離

transient edge rate of voltage due to aggressor :受入侵信號影響的瞬態(tài)電壓邊沿速率

如方程式（1）、（2）、（3）和（4）所示，距離增加時，受害信號和入侵信號之間的電感和電容耦合降低。然而，由于必須滿足便攜計算設(shè)備設(shè)計緊湊的要求，PCB 的尺寸有限，增加線間空隙的難度很大。

微帶線收發(fā)交叉布線和帶狀線收發(fā)非交叉布線的方法可緩解串擾或耦合問題。

圖1 交叉布線（transmitted pair:發(fā)射對；received pair:接收對）

圖2 非交叉布線（transmitted pair:發(fā)射對；received pair:接收對）

當遠端串擾（FEXT）遠大于近端串擾（NEXT）時適用交叉模式。相反，當近端串擾遠大于遠端串擾時適用非交叉布線。近端串擾表示受害網(wǎng)絡鄰近入侵信號發(fā)射機而造成的串擾，遠端串擾表示受害網(wǎng)絡鄰近入侵信號接收機而造成的串擾。通過分析入侵信號和受害信號這兩個緊密耦合信號的 S 參數(shù)與瞬態(tài)響應，我們可以對比微帶線和帶狀線的遠端串擾和近端串擾

II. 仿真

圖3 和圖4 分別是 ADS 中的 S 參數(shù)和瞬態(tài)分析仿真模型。圖3 中，100Ω差分阻抗和3 英寸長的受害信號和入侵網(wǎng)絡信號線對的單模 S 參數(shù)通過數(shù)學方式轉(zhuǎn)變?yōu)椴罘帜Ｊ?。端? 和端口2 分別表示入侵信號對的輸入和輸出端口，而端口3 和端口4 分別表示受害網(wǎng)絡信號對的輸入和輸出端口。入侵信號和受害信號的線對間空隙設(shè)置為8 mil（1 倍布線寬度）。

圖 4 中，中間的傳輸線表示受害網(wǎng)絡信號對，傳輸線兩端均端接電阻。在受害網(wǎng)絡信號對上方和下方的傳輸線中分別注入具有 30ps 邊沿速率的方波，以作為入侵信號。

圖3:S 參數(shù)仿真模型（coupled pairs:耦合對）

圖4:瞬態(tài)分析仿真模型（coupled pairs:耦合對）

差分 S 參數(shù) Sdd31 表示近端串擾，Sdd41 表示遠端串擾。Sdd31 定義為端口3（受害網(wǎng)絡信號輸入端）感應電壓相對于端口1（入侵網(wǎng)絡信號輸入端）入射電壓的增益比，而 Sdd41 定義為端口4（受害網(wǎng)絡信號輸出端）感應電壓相對于端口1（入侵網(wǎng)絡信號輸入端）入射電壓的增益比。

圖5 和圖6 是耦合微帶線和帶狀線對的仿真 S 參數(shù)。圖5 顯示，Sdd31 低于 Sdd41,表明使用微帶線進行布線的 Sdd41 或遠端串擾增益高于 Sdd31 或近端串擾；圖6 顯示，使用帶狀線進行布線的 Sdd31 增益高于 Sdd41.

圖5:仿真微帶線 Sdd31和 Sdd41（FEXT:遠端串擾；NEXT:近端串擾）

圖6:仿真帶狀線 Sdd31和 Sdd41（FEXT:遠端串擾；NEXT:近端串擾）

圖7 和 圖8 分別是耦合微帶線和帶狀線對的遠端串擾和近端串擾時域瞬態(tài)響應仿真。如圖7 所示，當入侵線信號瞬態(tài)上升或下降時，微帶線布線的受害線的遠端感應電壓峰值（0.3V）遠大于近端峰值（0.05V）；圖8帶狀線仿真顯示，受害信號線的遠端感應電壓峰值與近端相當（0.05V）。受害信號的誤觸發(fā)或感應峰值會增加接收機集成電路（IC）噪聲裕量超限幾率，進而增加比特誤差率（BER）。

圖7:微帶線遠端串擾和近端串擾時域響應仿真（Waveform:波形；Aggressor:入侵信號）

圖8:帶狀線遠端串擾和近端串擾時域響應仿真（Waveform:波形；Aggressor:入侵信號）

為了盡可能降低緊密耦合線對之間的串擾，微帶線采用收發(fā)交叉布線而帶狀線應用收發(fā)非交叉布線是一個更好的選擇。

III. 原型 PCB 測量

為了驗證仿真結(jié)果與實際測量的關(guān)聯(lián)性，我們需要制作原型 PCB.圖9 和 圖10 是耦合微帶線和帶狀線的 S 參數(shù)測量結(jié)果。如圖9 所示，近端串擾低于遠端串擾；圖10 中，遠端串擾低于近端串擾。

圖9:微帶線的 S 參數(shù)測量結(jié)果

圖10:帶狀線的 S 參數(shù)測量結(jié)果

圖11 和 圖12 分別是耦合微帶線和帶狀線對的遠端串擾和近端串擾時域瞬態(tài)響應測量結(jié)果。圖11 中，入侵線的信號瞬態(tài)上升或下降時，受害線的遠端感應電壓峰值（0.3V）遠大于近端峰值（0.1V）；圖12 中，受害線的遠端感應電壓峰值與近端峰值相當（0.1V）。

圖 11:微帶線遠端串擾和近端串擾時域響應測量結(jié)果（nsec:納秒）

圖 12:帶狀線遠端串擾和近端串擾時域響應測量結(jié)果（nsec:納秒）

IV. 總結(jié)

S 參數(shù)和時域瞬態(tài)響應的分析結(jié)果顯示：采用微帶線收發(fā)交叉布線和帶狀線非交叉布線方案可以最大限度地減少串擾。要實現(xiàn)極高的數(shù)據(jù)速率，PCB 設(shè)計必須優(yōu)化信號布線，以確保卓越的信號質(zhì)量。