移相控制的全橋PWM變換器是最常用的中大功率DC/DC變換電路拓撲形式之一。移相PWM控制方式利用開關管的結電容和高頻變壓器的漏電感或原邊串聯(lián)電感作為諧振元件，使開關管能進行零電壓開通和關斷，從而有效地降低了電路的開關損耗和開關噪聲，減少了器件開關過程中產(chǎn)生的電磁干擾，為變換器提高開關頻率、提高效率、減小尺寸及減輕質量提供了良好的條件。然而，傳統(tǒng)的移相全橋變換器的輸出整流二極管存在反向恢復過程，會引起寄生振蕩，二極管上存在很高的尖峰電壓，需增加阻容吸收回路進行抑制，文獻提出了兩種帶箝位二極管的拓撲，可以很好地抑制寄生振蕩。本文采取文獻提出的拓撲結構，設計了一臺280 W移相全橋軟開關DC/DC變換器，該變換器輸入電壓為194～310 V，輸出電壓為76V。

1 主電路拓撲及工作過程分析

本設計所采用的主電路拓撲如圖1所示。其中VQ1～VQ4為4個開關管，VD1～VD4分別是4個開關管的寄生二極管，C1～C4分別為4個開關管的結電容和外接電容，VQ5和VQ6是2個箝位二極管，Lr是諧振電感，VDR1和VDR5為輸出整流二極管，CDR1和CDR2為輸出整流二極管的等效并聯(lián)電容。VQ1和VQ3組成超前橋臂，VQ2和VQ4組成滯后橋臂，每個橋臂的2個開關管互補180°導通，2個橋臂的導通角相差1個相位。即移相角，通過調節(jié)該相位就可以調節(jié)輸出電壓。這種拓撲通過增加2個箝位二極管VQ5、VQ6來消除次級整流管反向恢復引起的電壓振蕩，減小了次級整流管的電壓應力，并且箝位二極管VQ5、VQ6，在一個周期里分別只導通一次，減小了二極管VQ5，VQ6的電流損耗，提高了變換器的效率。圖2為變換器的工作波形，其中，iLr為Lr上的電流，ip為變壓器原邊電流，UAB為A、B兩點電壓差，iD5為VD5的電流，iD6為VD6的電流。

圖2中，在一個開關周期中，該變換器有16種開關狀態(tài)，這里只分析前8種狀態(tài)。在分析前，先作如下假設：除輸出整流二極管外，所有開關管、二極管、電感和電容均為理想器件：變壓器的漏感很小，可以忽略不計;Lf>>Lr/K2(K是變壓器原副邊匝比)：輸出整流二極管等效為一個理想二極管和一只電容的并聯(lián)。

1)狀態(tài)1[t0，t1]：在t0時刻以前，VQ1，VQ4和VDRl導通。在t0時刻，VQ1關斷，諧振電感上的電流iLr對C1充電，對C2放電，由于有C1和C2，VQ1為零電壓關斷，VD5和VD6不導通。

2)狀態(tài)2t1，t2]：t1時刻，C3的電壓降為O，VD3自然導通，此時可以零電壓開VQ3。CDR2繼續(xù)放電，iLr和變壓器原邊電流ip繼續(xù)下降。

3)狀態(tài)3[t2，t3]：t2時刻，CDR2完全放電，VDR2導通，2個整流二極管都導通，副邊短接，iLr和ip相等，處于自然續(xù)流狀態(tài)。

4)狀態(tài)4[t3，t4]：t3時刻，關斷VQ4，ip給C2放電，給C4充電，iLr和ip相等，一起線性下降，由于有C2和C4，VQ4是零電壓關斷。

5)狀態(tài)5[t4，t6]：t4時刻，VD2導通，VD2能夠零電壓開通。t5時刻，ip由正向過零，且向負方向增加，由于ip不足以提供負載電流，VDR1和VDR2仍然導通，Vin全部加在Lr上，iLr和ip同時線性負增長。

6)狀態(tài)6[t6，t7]：t6時刻，VDR1關斷，VDR2流過全部負載電流。Lr與CDR1諧振，給CDR1充電，iLr和ip繼續(xù)線性負增長。

7)狀態(tài)7[t7，t8]：t7時刻，Cdr1電壓上升到2Vm，VD6導通，將原邊電壓箝位在Vin，因此CDR1電壓被箝位在2Vin/K，到t8時刻，ip等于iLr，VD6關斷。

8)狀態(tài)8[t8，t9]：在此狀態(tài)中，原邊給負載提供能量，iLr和ip相等。

2 磁性元器件設計

2.1 變壓器設計

變壓器原副邊匝數(shù)比為

式中，Vin min為輸出電壓最小值，V。為輸出電壓，VD為輸出整流二極管壓降，Dmax為副邊最大占空比，這里取為0.8，因此，匝數(shù)比K取為2。

用鐵氧體磁芯EE55繞制該變壓器，原邊用7根線徑為0.33 mm的漆包線并繞28匝，副邊用11根線徑為O.33 mm的漆包線并繞14匝。

2.2 輸出濾波電感設計

輸出濾波電感應能夠存儲足夠大的能量，能夠在次級整流管自然續(xù)流時為負載提供連續(xù)的電流。當變換器輸入為310 V時，續(xù)流時間最大，為：

式中，濾波電感上電流的脈動量△iLf=20%Iomax，因此，Lf取為330 μs。

用鐵氧體磁芯PQ40繞制該電感，用18根線徑為0.33 mm的漆包線并繞3l匝，氣隙為0.7 mm。

2.3諧振電感設計

超前臂利用濾波電感和諧振電感的能量很容易實現(xiàn)軟開關，而滯后臂只能利用諧振電感的能量來實現(xiàn)軟開關，相對超前臂來說，滯后臂只能在較窄的負載范嗣內實現(xiàn)軟開關。為了實現(xiàn)滯后臂的軟開關，必須滿足：

式中，Coss為開關管的寄生和外接電容，為300 pF，I為滯后臂關斷時原邊電流的大小，而變換器在1/3滿載時，

由式(4)式(5)可以得到諧振電感

因此，Lr取為120μH。用鐵氧體磁芯PQ40繞制該電感，用7根線徑為0.33 mm的漆包線并繞32匝，氣隙為2 mm。[!--empirenews.page--]

3 實驗結果

本文設計的變換器的主要參數(shù)如下：Vin=194-310 V，Vo=76V，Pomax=280 W，K=2，f=80 kHz，Lr=120μH，Lr=330μH，Co=3000μF，開關管采用12N60，Coss=300 pF。

圖3為超前臂的ZVS波形，圖4為滯后臂的ZVS波形。輸入電壓為250 V，VCS為驅動電壓，VDS為漏源電壓，由圖3和圖4可以看出變換器的超前臂和滯后臂都可以實現(xiàn)零電壓開通。

圖5為輸出整流二極管VDR1電壓波形，VDR1為VDR1兩端的端電壓，由圖5可知，VDR1關斷后，經(jīng)過很小一段時間，箝位二極管VD6開通，將VDR1箝位，沒有出現(xiàn)電壓振蕩，當VD6截止后，出現(xiàn)了很小的電壓振蕩，電壓尖峰值不大于箝位電壓，因此次級整流管的的電壓應力可以大大減小。

4 結論

本文分析了一種移相全橋軟開關變換器的拓撲，在分析的基礎上設計了一臺280 W的軟開關DC/DC變換器，該變換器在變壓器原邊采用2個箝位二極管。實驗證明，該方案在實現(xiàn)開關管零電壓開關的同時，能夠有效地抑制輸出整流二極管反向恢復所帶來的電壓振蕩，減小了次級整流二極管的電壓應力。