1.前言

許多有經(jīng)驗(yàn)的設(shè)計(jì)人員都知道，通過簡(jiǎn)單地將補(bǔ)償引腳連接在一起，使用峰值電流模式控制器通常更容易實(shí)現(xiàn)均流。我們可以通過這種方式獲得合理的精度，因?yàn)殡娏髂Ｊ娇刂破魃系难a(bǔ)償電壓與峰值電感電流成正比，后者與輸出電流有關(guān)。將補(bǔ)償引腳連接在一起可確保相間電流的均勻分布。

然而，當(dāng)使用兩個(gè)電壓模式控制器時(shí)，事情就沒有那么簡(jiǎn)單和直接了。因此，在這篇博文中，我將討論一種讓兩個(gè)電壓模式控制器均勻共享的方法。

2.電壓模式控制與電流模式控制

電壓模式控制 (VMC) 與電流模式控制 (CMC) 的優(yōu)缺點(diǎn)是熱門討論話題。VMC 與 CMC 相比有幾個(gè)優(yōu)點(diǎn)，因?yàn)槭褂?CMC，高 di/dt 逐周期電流信息被注入反饋回路，以生成呈現(xiàn)給脈寬調(diào)制 (PWM) 比較器的斜坡電壓；該信號(hào)與誤差電壓進(jìn)行比較。VMC 在內(nèi)部生成其斜坡，因此不太容易出現(xiàn)噪聲和占空比抖動(dòng)。

需要將逐周期電流饋入反饋回路以生成斜坡，需要對(duì)電流信息進(jìn)行濾波，這一過程稱為前沿消隱。前沿消隱影響最小可控導(dǎo)通時(shí)間，并在數(shù)據(jù)表中指定為 Ton min。Ton min (max) 是在高降壓比設(shè)計(jì)中經(jīng)常仔細(xì)檢查的規(guī)格，因?yàn)樗寝D(zhuǎn)換器功率級(jí)必須超過的最小可控導(dǎo)通時(shí)間。VMC 通?？梢詫?shí)現(xiàn)非常小的占空比控制，而不會(huì)受到相對(duì)較大的前沿消隱時(shí)間的影響。

3.電流不平衡

因此，針對(duì)最初的問題，“你能將兩個(gè)電壓模式降壓控制器的輸出連接在一起嗎？”，兩相中的一相可能會(huì)達(dá)到電流限制，因?yàn)榻o定不同的電壓，一相的輸出將電流注入另一相每個(gè)階段的設(shè)定點(diǎn)。即使輸出設(shè)定點(diǎn)沒有不同，各相也不太可能均勻共享，并且不平衡會(huì)導(dǎo)致兩相中的一相提供比另一相更多的電流，而一相比另一相更熱。為了讓相位均勻分配，我們必須首先測(cè)量電流。

4.DCR 電流檢測(cè)

直流電阻 (DCR) 感測(cè)是一種測(cè)量每相電流的方法，不會(huì)增加額外的損耗或成本。使用電感兩端的電阻電容 (RC)，如圖 1 所示，C1 上檢測(cè)到的 Cs 電壓與電感繞組的 LDCR 上檢測(cè)到的電壓成正比。檢測(cè)到的電壓也與輸出電流成正比。

圖 1：DCR 電流檢測(cè)

5.電流共享

圖 2 顯示了兩相 VMC 同步降壓控制器的均流電路。差動(dòng)放大器確保 VCsmstr 和 VCsslv 的電壓相等。例如，如果主相電流大于從相，放大器負(fù)輸入端的電壓將導(dǎo)致放大器輸出（Vinj）下降。注入電阻 (Rinj) 處的電壓下降將導(dǎo)致從相電壓升高。從相中增加的電流將減少主相中的電流。我建議選擇 Rin 和 Rfb，這樣如果兩個(gè)相位都匹配良好且均勻，則放大器輸出端的電壓 (Vinj) 等于控制器的參考電壓，并且反饋節(jié)點(diǎn)上沒有電流源或灌電流。

均流電路不考慮兩相的 LDCR 不匹配。如果初始 LDCR 精度不匹配，則相位之間的電流將不匹配。然而，這種不匹配會(huì)在一定程度上實(shí)現(xiàn)自我平衡。較低 LDCR 階段的電流將更高，并且由于溫度較高，違規(guī)階段的 LDCR 將增加并朝著正確的方向調(diào)整共享。如果我們需要卓越的匹配，我們可以使用電流檢測(cè)電阻代替 DCR 檢測(cè)。

圖 2：具有 DCR 電流感應(yīng)的均流

6.電流檢測(cè)放大器示例

再次查看圖 2，考慮雙通道 12V 輸出，其中兩相之間的輸出電流均平衡為 10A，LDCR 為 12mΩ。

假設(shè) C1 和 C2 兩端的電壓分別等于電流乘以每個(gè)通道的 LDCR。見等式 1：

公式 2 將放大器正輸入端的電壓表示為：

公式 3 假設(shè)理想運(yùn)算放大器的輸入電壓相等：

公式 4 將流過 Rfb 的電流表示為：

其中欠平衡負(fù)載V(Cs slv ) = V(C mstr )和I Rfb = 20.2μA。

為了在平衡條件下沒有電流提供給反饋節(jié)點(diǎn)，放大器的輸出必須為 0.8V，這恰好是 TI LM5145 降壓控制器的參考電壓。所以等式5和6是：

如果相位之間存在不平衡，輸出電壓將調(diào)整為高于或低于 0.8V 反饋電壓。如果 Vout 小于反饋電壓——比如 0.7V（由于流入主設(shè)備的電流量大于從設(shè)備）——放大器將從反饋節(jié)點(diǎn)吸收電流，從設(shè)備的輸出電壓將調(diào)整到高于設(shè)定點(diǎn)根據(jù)公式 7 計(jì)算反饋電阻：

從機(jī)的輸出電壓將從 12V 增加到 12.2V，重新平衡每個(gè)相位的電流。

檢流放大器需要高頻衰減；一個(gè)電容器與反饋電阻器 Rfb 并聯(lián)。

圖 3 顯示了使用最接近的首選值的電流檢測(cè)放大器的實(shí)際設(shè)計(jì)。

圖 3：電流檢測(cè)放大器設(shè)計(jì)

綜合起來——交錯(cuò)降壓應(yīng)用中的 LM5145 控制器

圖 4 和圖 5 顯示了在具有電流平衡的交錯(cuò)應(yīng)用中配置的兩個(gè) LM5145 電壓模式同步降壓控制器。正如我所討論的，一個(gè)檢測(cè) LDCR 兩端電壓降的差動(dòng)放大器實(shí)現(xiàn)了電流平衡。LM5145 的某些功能可以輕松實(shí)現(xiàn)兩相交錯(cuò)降壓。LM5145 在啟動(dòng)時(shí)實(shí)施二極管仿真，并確保一相中的電流不會(huì)流入另一相。如果相位之間出現(xiàn)任何電流不平衡，電流檢測(cè)放大器將調(diào)整從屬電壓高于或低于其設(shè)定值，以確保相位負(fù)載均勻。

LM5145 的另一個(gè)優(yōu)點(diǎn)是軟啟動(dòng)和跟蹤輸入引腳。軟啟動(dòng)會(huì)減慢啟動(dòng)時(shí)間并最大限度地減少啟動(dòng)期間的電流失配。除了軟啟動(dòng)之外，我們還可以使用跟蹤功能作為選項(xiàng)來精確排列兩個(gè)階段之間的啟動(dòng)和穩(wěn)定時(shí)間。LM5145 的另一個(gè)有益功能是同步輸入和同步輸出功能。同步輸入確保兩個(gè)階段同步。同步輸出可確保時(shí)鐘的 180 度相移，從而消除降壓級(jí)輸入電流的均方根 (RMS) 紋波電流，并顯著降低輸入電容器所需的 RMS 紋波電流額定值.

圖 4：LM5145 主相

圖 5：LM5145 和電流檢測(cè)放大器從相

結(jié)果

圖 6 顯示了上述示例的測(cè)量結(jié)果。  

圖 6：曲線顯示在 24Vin、12Vout 在 11A 時(shí)幾乎 97% 的峰值效率

圖 7 顯示了兩相之間測(cè)得的均流精度。

圖 7：顯示電流共享的曲線：主機(jī)為 -2.5%，從機(jī)為目標(biāo)的 +2.6%

圖 8 顯示了穩(wěn)態(tài)條件下各相的開關(guān)節(jié)點(diǎn)和電感電流。

圖 8：穩(wěn)態(tài)性能：Vswitch 為 48V，電感電流為 20A 負(fù)載（通道 1 = Vswitch 主，通道 2 = Vswitch 從，通道 3 = 電感電流主，通道 4 = 電感電流從）

圖 9 顯示了負(fù)載階躍期間的動(dòng)態(tài)性能，顯示了在此瞬態(tài)條件下電感電流如何在相位之間共享。

圖 9：動(dòng)態(tài)性能：48Vin 瞬態(tài)響應(yīng)從 5A 到 15A (1A/μs)（通道 2 = Vout，通道 3 = 電感電流主，通道 4 = 電感電流從），Vout 擾動(dòng) = 100mV

7.結(jié)論

本文介紹了如何在需要更高電流和更高效率的雙相應(yīng)用中使用 LM5145 同步降壓控制器進(jìn)行設(shè)計(jì)。使用具有特定功能（例如預(yù)偏置啟動(dòng)（二極管仿真）和 SYNC IN/OUT 功能）的電壓模式控制器可以實(shí)現(xiàn)相對(duì)簡(jiǎn)單的實(shí)現(xiàn)。VMC 與 CMC 相比具有無抖動(dòng)、高電流性能和以更高降壓比轉(zhuǎn)換電壓的能力。與使用電流模式控制的解決方案相比，這種采用 LM5145 的實(shí)施方案不會(huì)增加額外的復(fù)雜性、成本或功耗。