選擇降壓轉換器中的輸出電容通常基于所需的輸出紋波電壓水平。在許多情況下，計算出的電容可能相當小，只允許使用單個陶瓷電容器。此外，由于陶瓷電容器具有非常低的等效串聯(lián)電阻 (ESR)，因此它們對輸出紋波的貢獻將很小。這很好，因為它可以降低成本，所以電容越小越好。

但是，如果在推進我們的設計之后，我們在測試期間發(fā)現(xiàn)負載瞬變導致輸出電壓下降到無法接受的低水平怎么辦?在這種情況下，唯一的解決方案是為輸出加載更多電容，從而強制采用新的印刷電路板 (PCB) 布局。

我有一個簡單的計算可以防止這種災難。

圖 1：具有陶瓷輸出電容器的TPS54620同步降壓轉換器

TPS54620采用熱增強型3.50 mm x 3.50 mm QFN封裝，是一款功能齊全的17-V、6-a同步降壓轉換器，通過高效率和集成高端和低端MOSFET，對小型設計進行了優(yōu)化。通過電流模式控制(減少元件數(shù)量)和選擇高開關頻率(減少電感器的占地面積)，進一步節(jié)省空間。

輸出電壓啟動斜坡由SS/TR引腳控制，該引腳允許作為獨立電源或在跟蹤情況下運行。通過正確配置啟用和開漏電源良好引腳，也可以進行電源排序。高側FET上的逐周期電流限制可在過載情況下保護器件，并通過低側源電流限制得到增強，從而防止電流失控。還有一個低側下沉電流限制，關閉低側MOSFET以防止反向電流過大。當模具溫度超過熱關機溫度時，熱關機禁用零件。

圖 1 詳細介紹了具有顯著更多輸出電容的更新設計。為了真正了解負載瞬態(tài)性能的情況，我創(chuàng)建了圖 2 所示的仿真模型。我使用該模型繪制了開環(huán)和閉環(huán)輸出阻抗和環(huán)路增益(或轉換器的帶寬)。開環(huán)輸出阻抗只是在禁用反饋的情況下查看轉換器輸出的阻抗。由于該設計使用電流模式控制，因此電感器充當恒流源，不會出現(xiàn)在阻抗圖中。但是，如果此設計使用電壓模式控制，則開環(huán)輸出阻抗圖將在 LC 諧振頻率處出現(xiàn)峰值。

電感的影響不容忽視。較小的電感值允許轉換器在瞬態(tài)期間更快地增加其輸出電流，并且其大小不應過大以至于低于帶寬。圖 2 中的開環(huán)輸出阻抗圖被建模為單個 58μF 輸出電容器與小 ESR 和引線電感串聯(lián)。兩個 47μF 6.3V 電容和 3.3VDC 偏置的有效輸出電容為 58μF。該圖看起來具有 -1 斜率的電容性，直到它在 500KHz 以上變?yōu)殡姼行浴?

圖 2：顯示閉環(huán)輸出阻抗的TPS54260仿真模型

閉環(huán)輸出阻抗是開環(huán)阻抗除以一加環(huán)路增益。轉換器的帶寬是環(huán)路增益等于 1 的地方。高于此頻率，反饋對輸出阻抗幾乎沒有好處，因為開環(huán)和閉環(huán)圖會收斂。在轉換器帶寬以下，反饋環(huán)路中的大增益會降低有效輸出阻抗。閉環(huán)阻抗的峰值與環(huán)路帶寬密切相關。這一點很重要，因為負載瞬態(tài)導致的輸出電壓變化等于該阻抗乘以負載階躍。由于該阻抗與轉換器帶寬處的輸出電容器阻抗的幅度幾乎相同，因此我們可以使用它來近似負載階躍響應。

圖 3：仿真表明閉環(huán)輸出阻抗在環(huán)路帶寬頻率附近達到最大值

圖 4：1.75A 負載瞬態(tài)的電路測試導致 115mV 的輸出電壓變化

電容器的阻抗為 Z = 1 / (2π × f × C)，因此如果將其設置為等于 ΔVout/ΔItran，則可以得到公式 1 所示的負載階躍近似值：

(1)

圖 4 顯示了 1.75A 負載階躍和相應 115mV 輸出電壓下降的實驗室測試。公式 1 使用測得的 38KHz 帶寬，估計為 126mV。

公式 1 可以提供負載電流瞬態(tài)所需的陶瓷輸出電容的合理估計值。在許多情況下，這個計算出的電容值可能明顯大于低穩(wěn)態(tài)紋波電壓所需的電容值。我們只需要很好地估計轉換器的帶寬。請記住，具有高 ESR 的電容器(或使用混合電容器類型)可能會增加預期電壓，因此可能需要格外小心(或模擬)。