接下來介紹IGBT的熱和機械特性，讓我們更好的了解和使用它。

R θJC — 結到外殼熱阻

這是從芯片結到器件外殼外部的熱阻。熱量是設備本身功率損失的結果，熱阻與基于這種功率損失的芯片的熱度有關。之所以稱為熱阻，是因為使用電氣模型根據(jù)穩(wěn)態(tài)功率損耗預測溫升。

以電流為模型的功率損耗流過以電阻器為模型的熱電阻，產生溫度升高，以電壓升高為模型?？梢源?lián)額外的電阻器來模擬外殼到接收器和接收器到環(huán)境的熱阻。不同物理位置的溫度類似于熱阻電路模型中節(jié)點的電壓。因此，在穩(wěn)態(tài)基礎上，結溫可以計算為

T J = T C + P損失XR θJC (7)

器件功率損耗是平均開關損耗、傳導損耗和泄漏損耗的總和。通常，泄漏損失可以忽略不計。由于外殼到散熱器和散熱器到環(huán)境的熱阻完全取決于應用(熱化合物、散熱器類型等)，因此數(shù)據(jù)表中僅指定了 R θJC。即使典型應用總是需要散熱，有時也會指定 R θJA 。

最大連續(xù)直流電流、總功耗和頻率與電流的關系等額定值基于最大 R θJC值。使用最大 R θJC值是因為它結合了裕度來解釋正常的制造變化并提供一些應用裕度。行業(yè)趨勢是減小最大 R θJC值與典型值之間的差值，該值通常不公布。

Z θJC — 結殼熱阻抗

熱阻抗是熱阻的動態(tài)表親。熱阻抗考慮了器件的熱容量，因此可用于估計瞬態(tài)功率損耗導致的瞬時溫度。

瞬態(tài)熱阻抗是通過向設備施加不同大小和持續(xù)時間的功率脈沖來確定的。結果是瞬態(tài)阻抗“曲線族”。請注意，曲線族基于最大 R·JC 值，其中包含前面討論的余量。對于非矩形功率脈沖，必須使用分段線性近似。

可用頻率與電流

可用頻率與電流曲線是數(shù)據(jù)表中更有用的項目之一。盡管它僅限于數(shù)據(jù)表中指定的某些條件(電感式硬開關、50% 占空比、固定外殼和結溫、固定測試電流、電壓和柵極電阻)，但它提供了器件在一個應用程序。業(yè)界的趨勢可能是使用可用頻率與電流作為比較器件的品質因數(shù)，而不是過多地依賴 IC1 和 I C2額定值。

在電感式硬開關應用中，開關頻率受到最小和最大脈沖寬度以及傳導和開關損耗的限制。脈沖寬度限制是由于芯片中的瞬態(tài)熱響應造成的。背靠背開關瞬態(tài)不允許芯片在較大的硬開關功率損耗尖峰之間冷卻。此外，在以其他方式切換之前反復不允許切換瞬態(tài)完成可能會使芯片過熱。根據(jù)工作溫度和瞬態(tài)熱阻抗，即使占空比非常小，管芯結也可能過熱。最小占空比限制對于電機驅動器來說是一個挑戰(zhàn)，例如在電動汽車中，在非常低的功率下，

為了達到基于最小脈沖寬度的頻率限制，APT 定義了脈沖寬度的最小限制，使得總開關時間(開啟和關閉開關時間的總和)必須不超過開關周期的 5% . 在大多數(shù)情況下，這是一個合理的限制，可以通過瞬態(tài)熱分析來驗證。問題是：總切換時間是多少?可以通過添加開啟和關閉電流延遲時間以及電流上升和下降時間來估算。僅不考慮開啟期間的電壓下降時間，但這相對較短?？傞_關時間的 5% 開關周期限制無論如何都為這個近似值提供了充足的余量。

P cond是傳導功率損耗(集電極電流乘以 VCE(on)，在該集電極電流乘以占空比)，tdiss 是消耗 Eon2 和 Eoff 以保持指定結溫的最短時間。由于傳導損耗基于固定的 50% 占空比假設，因此它與頻率無關。然而，導通損耗越高，消耗開關損耗所需的時間就越多。所以 tdiss 的倒數(shù)是我們所追求的最大頻率。

最后，給定集電極電流下的最大開關頻率只是 f max1和 f max2的最小值。頻率通常受熱限制，除非電流非常低。再次需要注意的是，該曲線適用于被測設備 (DUT) 和鉗位二極管在一組特定條件下的感應硬開關。

數(shù)據(jù)表外推示例

假設在開關模式電源應用中，我們希望在 200 kHz、300 伏特和 35% 占空比下硬開關 20 安培。柵極驅動電壓為 15 伏，柵極驅動電阻為 15 歐姆。另外，假設我們只想讓結達到 112°C，但仍然可以將外殼保持在 75°C。對于 600 伏器件，應用電壓和 V CES之間有 300 伏的裕量，因此不需要雪崩能力。也不需要短路能力。它是一種橋式配置，因此需要一個帶有集成反并聯(lián)二極管的 Combi。哪個設備可以工作?

由于這是一個相對高頻的應用，不需要非常堅固的器件，Power MOS 7 系列將是最佳選擇。

看起來創(chuàng)建可用頻率與電流圖的設備可能會工作。但是，應用條件與數(shù)據(jù)表測試條件不匹配。我們可以推斷數(shù)據(jù)表的結果，看看它是否適合應用程序。

由于頻率最有可能受到熱限制，我們將從計算 fmax2 開始。

在 20 安培和 125°C 時，VCE(on) 約為 2.1 伏。所以 20 安培時的傳導損耗約為 2.1 X 20 X 0.35 = 14.7 瓦。

在 125°C、20 安培和 15 歐姆時，E on2介于 300 和 700 μJ 的 15 安培和 30安培E on2值之間。稱之為 500 μJ。E off約為 270 μJ。在 112°C 時，這些值將略低于此值。

我們可以看到 112°C 時的 E on2和 E off約為 125°C 時的值的 80%。因此 E on2和 E off將分別約為 400 和 216 μJ。最后，我們必須調整電壓差。數(shù)據(jù)表測試電壓為 400 伏，應用電壓僅為 300 伏。因此，我們只需相應地縮放 E on2和 E off。

由于這高于我們的 200 kHz 目標，因此到目前為止，該設備似乎可以工作。

實際上沒有必要推斷應用條件與數(shù)據(jù)表測試條件的 fmax1 是多少?？梢允褂醚舆t時間和電流上升和下降時間的圖表來指示設備切換的速度。此外，fmax1 限制僅在電流相對較低的情況下發(fā)揮作用。事實上，對于某些設備，最大頻率總是受到熱限制(fmax2 總是小于 fmax1)。

重要的是要注意數(shù)據(jù)表圖表呈現(xiàn)典型數(shù)據(jù)。零件之間以及測試電路之間肯定存在一些正常變化。在這個外推示例中，至少在工作頻率方面有大約 32% 的余量。但真正重要的是設備在應用程序中的性能，結果表明該設備肯定值得測試。如果需要更多的設計余量，那么最好也測試下一個更大的設備。