為了達到 Climate Savers Computing 及 80 PLUS Platinum 高效率標(biāo)準(zhǔn)，電源供應(yīng)設(shè)計人員已經(jīng)在電源系統(tǒng)中將相移全橋式 DC/DC 搭配使用同步整流器 (FET) (圖 1)。對于這些高效率應(yīng)用而言，相移全橋式轉(zhuǎn)換器是絕佳的選擇，因為 DC/DC 功率級的主要 FET 可達到零電壓切換。同步輸出整流器 (QE 及 QF) 的效率高于二極體整流，因此更容易達到這些高效率標(biāo)準(zhǔn)。然而，在無負載的條件下，這些同步整流器所耗用的電源，會高于輸出的標(biāo)準(zhǔn)整流二極體。若要符合無負載條件下的待機輸入電源需求，關(guān)閉同步整流器，并使用同步 FET 的本體二極體，進行輸出整流更為適合。本文將介紹可根據(jù)轉(zhuǎn)換器輸入電源，開關(guān)相移全橋式轉(zhuǎn)換器同步整流器的簡易電路。

圖 1 顯示含同步整流器 (QE 及 QF) 的峰值電流模式， DC/DC 相移全橋式轉(zhuǎn)換器功能示意圖。一般而言，F(xiàn)ET QA 至 QF 是以閘極驅(qū)動器/緩沖級加以驅(qū)動，QA 至 QD 形成的 H 橋輸入電流，則是以電流感應(yīng)變壓器 (CT) 網(wǎng)絡(luò)加以測量。

圖 1. 含同步整流器 (QE 及 QF) 的相移全橋式功能示意圖。

如前所述，為達到零負載條件下的待機電源需求，關(guān)閉同步整流器為較適合的作法，因為驅(qū)動同步 FET 所耗用的電源，大于僅使用 FET 本體二極體進行標(biāo)準(zhǔn)整流所耗用的電源。在待機模式中，轉(zhuǎn)換器的負載較輕，本體二極體耗用的電源相當(dāng)少。以下等式可估算驅(qū)動一個同步整流器閘極所需的電源 (PQEg)。在此等式中，變數(shù) QEg 是 FET 閘極電量，Vg 是 FET 最大閘極電壓，變數(shù) fs 是 FET 切換頻率。在相移全橋式設(shè)計中，F(xiàn)ET QE 的閘極電量為 115nC，并且以 100 kHz 的 12V 閘極驅(qū)動信號加以驅(qū)動，因此大約需要 138mW 的電源驅(qū)動一個 FET。在如此的條件下，驅(qū)動兩個同步 FET (QE 及 QF) 所需的電源總計為 276 mW。如果同步整流器未關(guān)閉，驅(qū)動這些 FET 所需的電源，可能會補償輸入電源的 25% 至 50%。額外的電源消耗會使設(shè)計不符合輸入電源需求。

(等式 1)

(等式 2)

圖 2 中顯示的電路可新增至圖 1 中顯示的系統(tǒng)，根據(jù)系統(tǒng)負載控制啟用及停用 FET QE 與 QF 的同步整流器。

若要使此電路運作，需要同步閘極驅(qū)動器 (U1 及 U2) 產(chǎn)生反向及非反向輸入。使用轉(zhuǎn)換器電流感應(yīng)電阻 (VRS) 的電流感應(yīng)信號啟用和停用 FET QE 及 QF，此電路即可運作。電阻 R1 及 C1 會形成低頻率電極為 723 Hz 的低通濾波器，此濾波器所產(chǎn)生的DC 電壓 (V1)，可代表降壓轉(zhuǎn)換器電流感知電阻的平均電壓大小。

在某些應(yīng)用中，平均 CS 信號可低于 0.25 V，因此，電子元件 A1、R3 及 R2 的非反向放大器配置，可將平均電流感應(yīng)信號 (V1) 放大為易于監(jiān)控的可管理電流 (V2)。放大器 A2 及電子元件 R4、R5、R6 會形成遲滯比較器，根據(jù)放大的平均電流感應(yīng)信號，啟用和停用同步整流器。電阻 R7 及 R8 即形成分壓器，以減少放大器 A2 的輸出，有助于防范閘極驅(qū)動器 IC U1 及 U2 過度輸入電壓。

同步 FET 會根據(jù)遲滯比較器 (V4) 的輸出予以啟用及停用。比較器的輸出升高時，閘極驅(qū)動器的輸出會降低，以停止同步整流，并使用 FET 本體二極體進行標(biāo)準(zhǔn)整流。遲滯比較器輸出 (V4) 降低時，相移全橋式轉(zhuǎn)換器的閘極驅(qū)動信號 A 及 B 會控制 FET 閘極 QE 及 QF，而且轉(zhuǎn)換器會使用同步整流。

圖 2. 關(guān)閉同步整流器的簡單電路

為說明如何設(shè)定此電路，可將此電路運用于如圖 1 所示的 600W 相移全橋式轉(zhuǎn)換器，其中的設(shè)計參數(shù)如下：

1.

，輸入電壓

2.

，最大輸出功率

3.

，輸出電壓

4.

，峰間輸出電感漣波電流

5.

，電流感知變壓器(CT)匝數(shù)比

6.

，滿載時的系統(tǒng)效率

此轉(zhuǎn)換器的電流感應(yīng)電阻 (RS) 為 48.7 Ohms，圖 2 中的電路偏壓 (VBIAS) 為 12V。電阻 R3 會決定電流感應(yīng)放大器增益，選取此電阻后，V2 將在 0V 至 10V 的范圍內(nèi)運作。對于此設(shè)計，使用以下等式針對 R3 選擇標(biāo)準(zhǔn)電阻值 11.5 kOhms 用于此范例。

, (等式 3)

最大平均電流感應(yīng)信號

(等式 4)

電阻 R5 會設(shè)定近似的功率位準(zhǔn)，以停用同步 FET。為防范同步整流器流入輸出電感的逆向電流，必須關(guān)閉同步整流器，以免輸 出電感電流達到臨界傳導(dǎo)模式。對于此設(shè)計，輸出電源為 60W 時即達到臨界傳導(dǎo)模式。

，達到臨界傳導(dǎo)模式的功率位準(zhǔn)

計算電阻 R5 時，設(shè)定在達到臨界傳導(dǎo)模式的功率位準(zhǔn) (PC) 的1.5 倍時，關(guān)閉同步整流器，這是為了確保同步整流器在輸出電感達到臨界傳導(dǎo)模式前即已關(guān)閉。在此范例中，同步整流器在輸出電源約為 90W 時關(guān)閉。

(等式 5)

(等式 6)

針對 R5 選取標(biāo)準(zhǔn)電阻值 1.43 kOhms。

電阻 R6 會設(shè)定轉(zhuǎn)換器的遲滯，而且可能需要針對個別應(yīng)用進行調(diào)整。在此范例中，遲滯比較器 A2 的遲滯約為 148 mV。視輸出負載及效率而定，這大約達到 9W 的遲滯。

(等式 7)

為了評估電路的運作效率，因此建立 SPICE 模型進行評估。輸出功率 (POUT) 從 0W 到 600W 不等，經(jīng)過 40 毫秒后回復(fù) 0W。接著監(jiān)控同步 FET QE (QEg) 及 QF (QFg) 節(jié)點 V2、V3 與閘極的輸出功率 (POUT) 及電壓。此評估顯示同步整流器 QE 及 QF 在 99W 輸出功率時啟用，并且在 90W 輸出功率時停用。波形請見圖 3。

圖 3. 同步閘極驅(qū)動控制

為了達到 80 PLUS Platinum 效率標(biāo)準(zhǔn)及待機功耗需求，TI 已研發(fā)全新 UCC28950 相移全橋式控制器，以 TI 推出的 UCC28950 為例，此款裝置整合根據(jù)轉(zhuǎn)換器負載啟用及停用同步整流的電路。

同步整流使得電源供應(yīng)設(shè)計人員能夠達到更高效率標(biāo)準(zhǔn)，然而，若要達到零負載條件下的輸入待機電源需求，可關(guān)閉同步整流器以節(jié)省電源。本文所介紹的電路能夠根據(jù)電源轉(zhuǎn)換器的負載啟用及停用電源系統(tǒng)中的同步整流器，因此更有助于達到輸入待機功耗需求。

參考資料

?下載節(jié)能型相移全橋式轉(zhuǎn)換器 UCC28950 的資料表：http://focus.ti.com.cn/cn/docs/prod/folders/print/ucc28950.html

?電源解決方案的詳細資訊：http://focus.ti.com.cn/cn/analog/docs/powerhome.tsp?familyId=64&contentType=4&DCMP=TI-cn_Home_Tracking&HQS=v+OT+home_p_power

?請至 TI 的 E2E 社群電源論壇提出問題、分享知識、探究想法，并解決問題：http://e2e.ti.com/cn/forums/40.aspx 。

關(guān)于作者

Michael O'Loughli 現(xiàn)任德州儀器電源供應(yīng)控制產(chǎn)品團隊的應(yīng)用工程師，專研離線及隔離式電源供應(yīng)設(shè)計，曾發(fā)表多篇功率因數(shù)修正及電源供應(yīng)設(shè)計相關(guān)主題的文章，本身擁有美國麻薩諸塞大學(xué)科學(xué)學(xué)士學(xué)位。

商標(biāo)

80 PLUSPlatinum 為 Ecos IQ 注冊商標(biāo)。Climate Savers 為 World Wildlife Fund Inc. 注冊商標(biāo)。其他所有商標(biāo)及注冊商標(biāo)屬于各擁有者所有。