在過去二十年中，多層 PCB 幾乎已成為所有電子設計的必需品。這有幾個原因：

· IC 上更高的引腳密度和引腳數(shù)量增加了我們設計的布線密度。

· 二十年前，日常使用中還沒有 QFN 和 144 引腳封裝。

· 我們的電路運行速度可能增加了四倍。

· 二十年前，射頻通常被定義為 1 GHz 以下的一切;現(xiàn)在 RF 是 6 GHz 以下的一切。

這些速度和密度也推動了 PCB 設計。 20 年前，我們可能僅使用微帶線作為 RF 走線，而如今，我們在多層設計中使用微帶線、共面波導和帶狀線 [1][2]。

在射頻設計中，我們通常只需要使用基頻工作。例如：在 2.4 GHz RF 設計中，目標是在我們的電路板上產生良好的 2.4 GHz 正弦波，且諧波較低。我們需要關注的頻率實際上是 2.4 GHz。

在數(shù)字設計中，目標是在我們的板上有一個漂亮的方波。 1 GHz 數(shù)字數(shù)據(jù)信號需要是方形的才能獲得良好的眼圖。這意味著這些跡線的真實工作帶寬需要至少是基頻的五倍或 5 GHz。根據(jù)經(jīng)驗，對于高質量的數(shù)字信號，您至少需要通過該信號的 5次 諧波。

當然，這兩條規(guī)則也有例外，但對于我們遇到的大多數(shù)信號和設計來說，它們都是正確的。

在 6 GHz 時，F(xiàn)R-4 PCB 材料上的波長僅為約 1 英寸。以我們今天使用的速度和頻率，我們可以輕松地在電路板上獲得一個或更多波長，因此過孔間距開始成為一個重要問題。

PCB 的正確過孔間距是多少?如果弄錯了會怎樣?

接地過孔

多層 PCB，特別是為 RF 設計時，可能有多層接地;甚至信號層通常也有接地。這些接地需要全部連接在一起，以防止它們本身像短截線或傳輸線段一樣?；蛘邠Q句話說，它們需要在 PCB 的所有工作頻率下都具有低阻抗，否則它們看起來不再像接地 – 它們開始看起來對其上的信號有反應。

任何銅片，如果沒有終止其特性阻抗，都可以在其中流動的電流頻率的 1/4 波長處(以及此后的每 1/2 波長處)諧振。通常，我們通過在接地層周圍以一定間隔放置縫合過孔來控制這一點。但這個間隔是多少呢?

我見過工作頻率為 100 MHz 的小型 FM 發(fā)射器模塊，過孔間距為 30 密耳，而且我親自構建過過孔間距為 250 密耳的 1 GHz 射頻電路(參見圖 1)。顯然，30 密耳間距的 FM 發(fā)射器可以發(fā)揮作用，因為它比 1/4 波長更近，但這樣是否太過分了?

圖 1：1 GHz 接收器中使用的 1 GHz PLL 合成器的一部分。小灰色網(wǎng)格點的間距為 0.05 英寸。接地過孔(黃色圓圈)的平均間距約為 250 密耳。該電路在這種通孔間距下運行良好，沒有接地阻抗問題的跡象。

間距計算

幾年前，我聽到了一條經(jīng)驗法則：“如果您將接地過孔的間距控制在 1/8 波長或更小，那么您的接地平面將看起來像堅實的地面?！?

這是基于一般的 RF 短截線長度原理：“當走線上的短截線接近 1/8 波長時，它就開始成為問題?！倍探鼐€是從終止走線延伸出去的任何一塊銅片 。

有效的短截線也可以形成在接地平面上。在銅接地層的一部分上，兩端均通過接地過孔終止，但中間不終止。當接地通孔之間的間距長度超過波長的 1/8 時，中間部分的阻抗實際上看起來非?；钴S。

在我們以 6 GHz 運行的 FR-4 PCB 示例中，波長可以根據(jù)眾所周知的公式計算得出：

其中 F = MHz，λ(波長)= 米，Er = 4.4(對于典型的 FR-4 PCB 材料 [6])。

對于 FR-4 PCB 材料的表格形式，波長的 1/8 大約為：

圖 2：計算出 FR-4 PCB 材料上不同頻率的 1/8 波長。

圖 2 顯示了一個有趣的結果：例如，對于以 100 MHz 運行的小型 2×2 英寸 FM 發(fā)射器 PCB，電路板每個角上的單個過孔將遠小于波長的 1/8!從 RF 角度來看，該板可以正常工作!

然而，有

一些電路警告需要注意：在模擬設計中，特別是用寬帶放大器和其他具有增益的寬帶部件設計的電路，我們可能會設計一個 1 GHz 電路，其中可能包含具有以下功能的放大器：帶寬超過 6-10 GHz 或更高。我們可能希望在電路的所有有用帶寬上保持接地牢固和低阻抗，否則我們可能會錯誤地構建振蕩器。如果我們電路的某些部分(甚至是接地層)在放大器的有用增益帶寬中以足夠的增益和足夠高的 Q 值諧振以引起振蕩，則可能會發(fā)生這種情況。

第二個警告：此間距原則可能不適用于 IC(尤其是數(shù)字 IC)周圍電源電路或去耦電路中使用的接地過孔。請記住，數(shù)字信號必須至少以良好的保真度通過 5 次諧波，才能保持這些方波真正為方波。

測量

為了向自己證明這一點，我制作了一個簡單的波導共面 PCB 樣本 ，并沿跡線以 200 密耳的間隔間隔開過孔。然后，我使用網(wǎng)絡分析儀運行了 S21 直通測量(圖 3)。

理論上，200 密耳的間距約為 4 GHz 波長的 1/8。果然，在大約 5 GHz 時可以看到 S21 響應中的一些輕微偏差，但直到大約 9 GHz 時，情況才真正失控，出現(xiàn)相當大的下降;過了這一步，反應就真的崩潰了。這都是因為接地過孔之間的接地平面部分不再看起來像低阻抗接地，而是實際上正在諧振。

其他間距注意事項

有時，構建過孔柵欄是為了將一個電路的各個部分與另一個電路隔離開。這在射頻和模擬設計中特別有用，因為電路的一個部分必須與另一部分隔離。

將接地過孔間隔在 1/8 波長處也能提供良好的隔離，但對于可用的最終隔離(即大于現(xiàn)代網(wǎng)絡分析儀可以測量的 120 dB)，我們發(fā)現(xiàn)應保持過孔間隔至波長的 1/20 或更小。這里的設計問題實際上是“波導超出截止”類型的設計問題，并且過去已經(jīng)以這種方式進行了分析[7][8]。此類分析的結果與 1/20 波長的經(jīng)驗法則以及我設計極高隔離度開關矩陣 PCB 的經(jīng)驗相當。

圖 3：根據(jù)參考文獻 1 構建了波導 PCB 共面樣本。通孔間距設置為 200 密耳，這對應于約 4 GHz 的 1/8 波長間距。可以看出，良好直線損耗偏差的第一個跡象出現(xiàn)在 5 GHz 左右。在 9 GHz 時會出現(xiàn)相當大的偏差，此后響應確實會變得非常錯誤。

總結

最重要的點是，大多數(shù)類型的數(shù)字和模擬電路的接地過孔間距相當寬松。即使在高性能電路上，100 密耳間距也能在超過 6 GHz 的頻率下可靠運行。

我發(fā)現(xiàn) PCB 設計師失眠的另一件事是：設計的某些部分總是無法按照您想要的間隔擠入接地過孔。由于大多數(shù)設計人員放置的過孔數(shù)量超出了絕對必要的數(shù)量，因此缺少一兩個通常不會產生任何影響。