單晶體管B類放大器（圖1）使用高Q值諧振電路作為負載，以抑制較高的諧波分量。由于采用了高Q值諧振電路，輸出電壓僅包含基波分量，使放大器能夠再現(xiàn)輸入信號。盡管集電極電流是半波整流的正弦波，但高Q值諧振電路使輸出電壓成為基波頻率的正弦波，從而短路了諧波分量。

除了使用高Q值諧振電路外，我們還可以通過迫使兩個半正弦波脈沖以相反的方向通過負載，來消除B類放大器中的諧波分量。這種方法被稱為推挽放大器。本文介紹了推挽配置的基本概念，并提供了一些示例計算和此類放大器與電感負載的A類放大器之間的比較。

推挽配置通常在本科階段引入，因此大多數(shù)電子工程師（EEs）至少對它有一些了解。然而，當涉及到射頻（RF）和微波實現(xiàn)時，這種放大器可能會涉及一些額外的復雜性，特別是在目標是在寬頻帶上實現(xiàn)高輸出功率和高效率時。盡管如此，推挽式B類射頻功率放大器的工作原理與B類音頻功率放大器非常相似。

Push-Pull 結構

實現(xiàn)推挽放大器有多種不同的方法。圖2展示了一種通常被稱為變壓器耦合推挽功率放大器的配置。它采用了兩個B類晶體管，一個在波形的正半周期內導通，另一個在負半周期內工作。

這兩個晶體管（Q1和Q2）在交替的半周期內工作。為了驅動這兩個晶體管，我們需要輸入信號及其極性反轉。注意，這兩個晶體管都是NPN類型。

電源（VCC）連接到變壓器的中心抽頭。根據(jù)所示的波形，晶體管Q1在第一個半周期內被驅動導通。在這個半周期內，晶體管Q2保持關閉狀態(tài)。當Q1打開且Q2關閉時，電路可以簡化為圖3所示。

在圖3中，晶體管Q1從VCC汲取集電極電流（ic1）。根據(jù)變壓器的特性，變壓器次級中的電流流入RL。這產生了輸出電壓的正半周期。

圖4展示了下一個半周期，當Q1關閉且Q2打開時的情況。

同樣，集電極電流（ic2）也是從VCC汲取的。然而，流過初級繞組的電流方向是相反的。這改變了輸出電流的方向，產生了輸出電壓波形的負半周期。這樣，變壓器就能適當?shù)睾铣杉姌O電流，以產生基波頻率的正弦波輸出，而不是整流后的正弦波。

推挽式和A類配置中的功率

圖5展示了與推挽電路相關的三個功率項（PL、PCC和PTran）如何隨集電極交流電流的幅度變化，同時還繪制了放大器的功率效率。

圖中所使用的參數(shù)RL,C定義為(m/n)(RL)^2，它表示當另一個晶體管關閉時，從每個晶體管的集電極看進去的等效負載電阻。其中，m和n代表變壓器的匝數(shù)比，RL是負載電阻的實際值。

從圖5中，我們可以看到隨著集電極交流電流（ic）從零增加到其最大值，以下情況會發(fā)生：

1. 負載功率（PL）隨ic的平方增加。

2. 從電源汲取的功率（PCC）線性增加。

3. 晶體管中的功耗（PTran）在ic達到最大值時達到最大。

4. 每個晶體管中的最大功耗是推挽級可以傳遞給負載的最大功率的五分之一。

現(xiàn)在，讓我們將這與圖6進行對比，圖6再現(xiàn)了電感負載A類配置中的功率項。

在A類放大器中，晶體管始終處于導通狀態(tài)。即使沒有施加交流信號，也會從電源中汲取恒定的直流電流。因此，電源供給功率（PCC）始終保持恒定，并且在沒有交流信號的情況下也不為零。由于晶體管始終處于導通狀態(tài)，因此會在晶體管中產生大量熱量，從而浪費大量功率。

對于B類放大器，電源供給功率（PCC）隨集電極電流線性增加。當交流信號的幅度非常小時，晶體管中不會消耗功率，從而導致更高的效率。

計算推挽放大器的效率

要計算推挽配置的效率，我們需要找到從電源汲取的直流功率（PCC）和傳遞給負載的交流功率（PL）。我們首先來看PCC。

每個晶體管汲取的電流是半波整流的正弦波。然而，從電源汲取的總電流（在上面的圖中標記為icc）是全波整流的正弦波。下面的圖7顯示了icc的波形。T是輸入正弦波的周期，Ip表示流過晶體管的最大電流。

你可以很容易地驗證，幅度為Ip的全波整流正弦波具有一個直流分量，其值為(2Ip)/π。了解到這一點，我們就可以計算出電源提供的平均功率為：

（1）

現(xiàn)在我們來計算傳遞給負載的功率?？紤]到變壓器的電流縮放，如果icc的峰值為Ip，那么流過負載的電流就是一個幅度為(m/n)Ip的正弦波形。因此，RL兩端的電壓可以表示為：

（2）

傳遞給負載的平均功率為：

（3）

方程3與方程1一起，給出了電路的效率：

（4）

為了找到放大器的最大效率，我們需要根據(jù)VCC找到Ip的最大值。我們可以通過注意到集電極電壓具有VCC的最大擺動幅度來找到這種關系。換句話說，假設晶體管的飽和電壓為零（VCE(sat) = 0），集電極電壓可以從零伏特擺動到2VCC。

考慮到變壓器的電壓縮放，我們觀察到輸出電壓擺動的最大幅度為(n/m)VCC。另一方面，從方程2我們知道，輸出擺動為(m/n)IpRL。將這兩個值相等，我們找到了對應于最大電壓擺動的電流幅度：

(5)

將這個值代入效率方程（方程4）中，我們可以找到最大效率：

(6)

這與單晶體管B類放大器的最大效率相同。

晶體管中的最大功耗

晶體管在不被損壞的情況下能夠承受的最大功率是有限制的。因此，了解給定功率放大器中的晶體管將消耗多少功率是很重要的。

在推挽配置中的兩個晶體管中消耗的功率等于電源提供的直流功率減去傳遞給負載的功率（PCC - PL）。這個值的一半消耗在每個晶體管中，即：

(7)

其中ic表示集電極交流電流的幅度。通過對這個函數(shù)關于ic求導，我們可以驗證ic的最大值出現(xiàn)在：

(8)

將這個值代入方程4，我們可以找到每個晶體管中的最大功耗：

(9)

產生相反極性的輸入

正如我們之前討論的，變壓器耦合的推挽配置需要輸入信號和該信號的逆信號。圖8展示了如何在推挽配置的輸入端使用一個中心抽頭的變壓器，以從一個單端輸入信號產生相反極性的信號。

初級繞組和次級繞組的兩個段每個都有k匝。由于匝數(shù)比為1，輸入信號（vs）出現(xiàn)在次級繞組的兩個繞組上。然而，由于中心抽頭連接到偏置電壓（Vbias），節(jié)點A和B的電壓在Vbias周圍以相反的方向擺動。

節(jié)點A的電壓與輸入信號同相，而節(jié)點B的電壓與輸入信號相差180度。Vbias被適當?shù)剡x擇，以使晶體管剛好低于其導通點?？紤]到這一點，讓我們來看一個例子。

示例：選擇匝數(shù)比以獲得最大輸出功率

假設圖8中的推挽放大器的晶體管具有以下規(guī)格：

最大集電極電流（ic,max）= 1 A。
最大集電極-發(fā)射極擊穿電壓（BVCEO）= 40 V。
晶體管在不損壞的情況下能夠承受的最大功率（PC,max）= 4 W。

讓我們找到輸出變壓器的適當匝數(shù)比，以便向50 Ω負載提供最大功率。

首先，我們將找到集電極的電壓和電流擺動。為了找到相應的輸出擺動，我們將通過變壓器的匝數(shù)比進行縮放。我們知道半正弦波集電極電流的幅度受到晶體管允許的最大電流的限制：Ip = ic,max = 1 A。此外，由于集電極電壓從0擺動到2VCC，我們應選擇供電電壓為BVCEO的一半，以避免損壞晶體管。

因此，我們有VCC = 20 V，這對應于集電極處20 V的電壓擺動幅度。變壓器次級的電流和電壓擺動分別為(m/n) × 1 A和(n/m) × 20 V。使用歐姆定律，我們可以將輸出電壓和電流擺動與負載電阻聯(lián)系起來：

最后，我們使用方程9來找到每個晶體管中的最大功耗：

這低于晶體管規(guī)定的最大值（PC,max = 4 W）。