摘要：目前的多電平變換技術(shù)主要是針對(duì)電壓型逆變器：隨著超導(dǎo)儲(chǔ)能技術(shù)的發(fā)展，電流型逆變器的儲(chǔ)能效率問題必將得到解決，電流型多電平逆變器也將得到廣泛應(yīng)用。詳細(xì)介紹了一種新型電流型三相直接式五電平拓?fù)?/strong>，研究了該拓?fù)涞?strong>控制策略。給出了仿真和實(shí)驗(yàn)波形，仿真結(jié)果和實(shí)驗(yàn)波形驗(yàn)證了文中所做的分析。
關(guān)鍵詞：電流型多電平；拓?fù)?；控制策?BR>

O 引言
    現(xiàn)有的關(guān)于多電平變流器的研究工作主要是針對(duì)電壓型變流器(Vohage Source Inverter，簡稱VSI)，對(duì)電流型變流器(Current Source Inverter，簡稱CSI)研究還較少。這不僅是因?yàn)橥ǔ５碾娏δ茉蠢绨l(fā)電機(jī)，電網(wǎng)，電池等均屬電壓源，而且VsI中的儲(chǔ)能元件電容器與CSI中的儲(chǔ)能元件電感器相比，儲(chǔ)能效率和儲(chǔ)能元件的體積、價(jià)格都具有明顯的優(yōu)勢(shì)。但是，隨著超導(dǎo)技術(shù)的發(fā)展，將解決電流型變流器中電感的儲(chǔ)能效率問題。和VSI相比，CSI也具有自己的特點(diǎn)，它便于實(shí)現(xiàn)四象限運(yùn)行，而且工作更加穩(wěn)定，輸出電流更加容易控制等。因此，在有源濾波(APF)、無功補(bǔ)償(SVG)以及電力系統(tǒng)中，應(yīng)用將會(huì)越來越廣泛。對(duì)于多電平逆變器而言，PWM技術(shù)無疑是一種獲取理想輸出的方案?？傮w上來講，適用于多電平VSI的控制策略同樣適用于多電平CSI，但對(duì)于不同的拓?fù)鋺?yīng)采用相適應(yīng)的控制策略。對(duì)于組合式多電平CSI，各個(gè)單元CSI在控制上相對(duì)獨(dú)立，因而便于采用PWM技術(shù)。對(duì)于直接式多電平CSI，不能簡單沿襲常規(guī)的調(diào)制方法，通常，三相多電平CSI在選取控制策略時(shí)必須考慮以下因素：
    1)要維持直流側(cè)電流的持續(xù)導(dǎo)通；
    2)要保證分流電感的電流平衡；
    3)要考慮到三相電流的相互耦合影響。

1 電路拓?fù)浞治?BR>    圖1是本文介紹的三相五電平CSI拓?fù)?以下稱為直接式三相五電平)，每個(gè)開關(guān)器件由MOS管和一個(gè)快恢復(fù)二極管串聯(lián)。在穩(wěn)態(tài)時(shí)，考慮到電路拓?fù)涞膶?duì)稱性并忽略電感的紋波，則在分析電路時(shí)圖中可用值為1／2的電流源來代替每個(gè)均流電感。如圖2所示，它的輸出電平為一I，一I／2，0，1／2．I五電平。

    本文中的CSI，從形式上看是兩個(gè)普通逆變器并聯(lián)于同一電流母線兩端，但其工作原理是利用多電平組合的思想，五電平拓?fù)淅?個(gè)均流電感對(duì)逆變器的輸入電流、輸出電流均分成兩等份，然后再用相應(yīng)的開關(guān)對(duì)三相電流進(jìn)行合理的分配、組合得到所需的五電平。以A相為例，輸出電平和開關(guān)導(dǎo)通示意如表1所列。

2 三相直接式五電平CSI的調(diào)制方式研究
    常用的多電平變流器的PWM控制方法有：多電平消諧波PWM(SHPWM)，載波相移(CPS—SPWM)，開關(guān)頻率優(yōu)化(SFO—PWM)，空間矢量調(diào)制(SVPWM)。本文對(duì)圖1所示的三相新型五電平CSI的調(diào)制方式是一種組合邏輯的PWM技術(shù)，用三相互差120°的正弦波調(diào)制信號(hào)和一個(gè)三角載波比較(正弦波的幅值為5V，三角波幅值為2．5V)，再通過數(shù)字和模擬電路的組合輸出相應(yīng)的PWM波。
 
    圖3為采用的實(shí)現(xiàn)PWM技術(shù)的數(shù)字化方案。所有的比較器單元(決定著開關(guān)邏輯)接收三相正弦波調(diào)制信號(hào)，每一個(gè)正弦波對(duì)應(yīng)一片EPROM和D／A轉(zhuǎn)換器，每一個(gè)EPROM均由不同的計(jì)數(shù)器來尋址，且通過鎖相環(huán)與對(duì)應(yīng)相的電源同步。幅值控制信號(hào)為Vmod，它與包含著正弦調(diào)制信號(hào)的EPROM的輸出經(jīng)過D／A轉(zhuǎn)換后相乘，然后作為每個(gè)比較模塊單元的調(diào)制信號(hào)。

    對(duì)于電流型逆變電路，開關(guān)動(dòng)作須滿足三個(gè)條件，即維持直流側(cè)的持續(xù)導(dǎo)通；考慮三相電流相互耦合的影響；均流電感上平均電壓應(yīng)為零?；谝陨峡紤]，本文采取了以下的PWM控制策略。

    1)以A相為例，如圖4(a)所示，由SINA、一SINA與同一個(gè)三角載波比較分別得到一個(gè)二電平的脈沖信號(hào)，兩個(gè)信號(hào)疊加得到一個(gè)三電平的脈沖信號(hào)PA。(同理，可得信號(hào)PB，Pc)。三電平的脈沖信號(hào)PA和PB相疊加得到五電平的一組調(diào)制信號(hào)PA一PB，如圖4(b)所示，同理可得PB—PC，PC-PA。

    2)考慮到上述的電流電平組合條件，取PA(PA1，PA2，PA3，PA4分別代表開關(guān)SA1，SA2，SA3，SA4上的控制信號(hào))為正半周大于零的電平信號(hào)，PA2為正半周大于1／2的電平信號(hào)，同理，PA3為負(fù)半周小于零的電平信號(hào)，PA4為負(fù)半周小于一1／2的信號(hào)。通過模擬開關(guān)使PA1、PA2以及PA3、PA4均勻地交替輸出，這樣，每個(gè)開關(guān)管上的驅(qū)動(dòng)信號(hào)皆為寬窄脈寬交替，保證了若干周期內(nèi)左右兩個(gè)橋臂導(dǎo)通時(shí)間一致，從而能更好地實(shí)現(xiàn)均流電感平均電壓為零，如圖5(b)所示為同一橋臂的三個(gè)開關(guān)的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。

    3)在本實(shí)驗(yàn)中，主電路每個(gè)橋臂都不能存在直流無通路的情況。為了消除直流無通路的狀態(tài)，以一個(gè)橋臂為例，采用如圖5(a)的邏輯控制，對(duì)一個(gè)橋臂上的3個(gè)開關(guān)信號(hào)“或非”后取得該橋臂均不導(dǎo)通的信號(hào)，此信號(hào)與其所在相信號(hào)“與”后，再與該路的信號(hào)“或”，得到各路開關(guān)管上的控制信號(hào)。這樣能很好地保證主電路每個(gè)橋臂都不存在直流無通路的情況。

3 直接式三相五電平CSI仿真和實(shí)驗(yàn)
3．1 仿真參數(shù)和結(jié)果
    為驗(yàn)證這種控制策略的正確性，本文對(duì)新拓?fù)錁?gòu)成的三相五電平CSI進(jìn)行了仿真研究。仿真參數(shù)如下：電流源電流為20A，每個(gè)均流電感為100mH，逆變器的輸出工作頻率為50Hz，負(fù)載電阻為8Ω，負(fù)載為星型連接無中性線，輸出濾波器由LC組合而成(L=5mH，C=60μF)。

    圖6(a)所示為三相五電平CSI的輸出PWM電流波形。圖6(b)為濾波后的三相負(fù)載電流波形，可見濾波后的電流波形非常接近正弦波。

3．2 實(shí)驗(yàn)參數(shù)結(jié)果
    在前面分析討論的基礎(chǔ)上，對(duì)三相直接式五電平CSI拓?fù)溥M(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。實(shí)驗(yàn)的主電路如圖1所示，參數(shù)如下：每個(gè)均流電感為100mH，輸出電流的頻率為50Hz，負(fù)載電阻為8Ω，輸出濾波電容為60μF，濾波電感為8mH，載波比為32。實(shí)驗(yàn)測(cè)得輸入電流約為4A，圖7(a)為濾波前的三相負(fù)載電流波形，圖7(b)為濾波后的波形，可以看出，輸出波形非常接近正弦波。

4 結(jié)語
    直接式CSI多電平逆變器是一種非常有特色的拓?fù)?，隨著高溫超導(dǎo)技術(shù)突破性的發(fā)展并進(jìn)入實(shí)用化，超導(dǎo)技術(shù)將解決電流型變流器中的儲(chǔ)能電感儲(chǔ)能效率問題，同時(shí)電力超導(dǎo)儲(chǔ)能系統(tǒng)中儲(chǔ)能線圈具有電流源特性，因此，電流型變流器將具有廣泛的應(yīng)用前景，進(jìn)行三相直接式CSS的拓?fù)?/strong>和控制的研究將具有重要的意義。