摘要：傳統(tǒng)基準電路主要采用帶隙基準方案，利用二級管PN結具有負溫度系數(shù)的正向電壓和具有正溫度系數(shù)的VBE電壓得出具有零溫度系數(shù)的基準。針對BJT不能與標準的CMOS工藝兼容的缺陷，利用NMOS和PMOS管的兩個閾值電壓VTHN和VTHP具有相同方向但不同數(shù)量的溫度系數(shù)，設計了一種基于不同VTH值的新型CMOS基準。該電路具有沒有放大器、沒有BJT、結構簡單等特點，適宜于標準CMOS工藝集成。在此給出了詳細的原理分析和電路實現(xiàn)。該電路通過HSpice驗證，其輸出基準電壓為1．22 V，在-40～+85℃內溫度系數(shù)僅為30 ppm／℃，電源電壓為2．6～5．5 V時，電源電壓調整率為1．996 mV／V。
關鍵詞：CMOS；溫度補償；閾值電壓；放大器；BJT

0 引言
    基準電壓源廣泛應用于各種模擬集成電路、數(shù)／?；旌闲盘柤呻娐泛拖到y(tǒng)集成芯片(SoC)中，是集成電路的一個基本元件，其穩(wěn)定性直接影響到整個系統(tǒng)的精度。然而，傳統(tǒng)的高性能基準電路普遍采用帶隙基準電路，與標準CMOS工藝不兼容。為了解決帶隙基準電路與標準CMOS工藝不兼容問題，一些學者提出了一定的解決方法，例如：利用N阱的寄生二極管設計帶隙基準，利用CMOS管的亞閾值區(qū)工作原理設計基準，利用載流子和閾值電壓在不同溫度下的特性設計基準等。但是他們的電源抑制比普遍偏低，且溫度系數(shù)較大。
    本文利用高電源抑制比電路設計的和式偏置電流源進一步提高了電源抑制比，并利用NMOS和PMOS管的兩個閾值電壓VTHN和VTHP具有相同方向但不同數(shù)量的溫度系數(shù)，設計了一種基于不同VTH值的新型CMOS基準。該設計充分利用CMOS器件高輸入阻抗、低功耗的特點，利用相同電流減少了載流子遷移率對溫度性能的影響，利用VRHN和VTHP溫度系數(shù)抵消原理和高電源抑制比和式電流源，大大降低了基準的溫度系數(shù)，提高了電源抑制特性，使電路的性能得到優(yōu)化。

1 傳統(tǒng)帶隙電路原理
    如圖1所示，傳統(tǒng)的帶隙電路主要是利用雙極型晶體管的基極-發(fā)射極電壓VBE具有負溫度系數(shù)，而兩個不同電流密度的雙極型晶體管之間的基極一發(fā)射極電壓差△VBE具有正溫度系數(shù)，將其乘以合適的系數(shù)K后，再與前者進行加權，即：VREF=VBE+K△VBE，從而在一定范圍內就可以抵消VBE的溫度漂移效應，得到低溫漂的輸出電壓VREF。K值將通過把VBE的表達式帶入VREF中，在參考溫度T0處令求得。

    但是使用BJT管會占用很大的芯片面積且與在標準CMOS工藝中不能很好的兼容。

2 新型CMOS基準電路原理
    對于CMOS器件，其閾值電壓VTH和載流子遷移率μ是主要的受溫度因數(shù)影響的參量。雖然閾值電壓VTH和載流子遷移率μ的值都隨著溫度的升高而減小，但是MOS器件閾值電壓VTH和載流子遷移率μ的下降對于MOS管的漏電流ID有著完全相反的效果：閾值電壓VTH越低，漏電流ID越大；而載流子遷移率μ越小，漏電流ID越小。
    由文獻可知，閾值電壓VTH與環(huán)境溫度有著近似的線性關系：
   
    式中：aVT是閾值電壓VTH的溫度系數(shù)，其值介于1～4 mV／℃之間，對NMOS和PMOS是相互獨立且不同的。
    載流子遷移率μ和環(huán)境溫度的關系為：
   
    式中：μ(T0)是某基準溫度時的載流子遷移率，且m介于1～2．5之間。
    由式(1)可知，VTHN和VTHP具有不同的負溫度系數(shù)，只要取合適的系數(shù)K時：
   
    就可以得到不隨溫度變化的基準電壓VREF。

3 新型CMOS基準電路設計
    圖2為本文利用標準CMOS工藝設計的基準電路。該電路主要由啟動電路、和式電流產生電路、有效負載電路構成。電路的基本原理是利用高性能和式電流源產生高電源抑制比的PTAT電流，再利用NMOS和PMOS管的兩個閾值電壓VTHN和VTHP具有相同方向，但不同數(shù)量的溫度系數(shù)設計了一種基于不同VTH值的新型CMOS基準。

3．1 和式電流源電路
    由圖2可見，和式電流產生電路由自舉式偏置電路(由MOS管M6～M9和電阻R2構成)產生偏置電流。設M9與M8的寬長比為K1，則有：
   
   
    但是由于體效應的存在，使得R2中的電流隨電源電壓VDD的變化有一定改變。所以文中引入和式電流產生電路。
    如圖2可知，電阻R1中的電流值為：
   
    式中：K2為M5與M6的寬長比。
    由于MOS管的柵源電壓VGS幾乎不隨電源電壓的變化而變化，由式(6)、式(7)可知MOS管M4中的電流IM4的變化方向與R2中的電流IR2隨電源電壓的變化方向相反。
    由圖2可知，取K3，K4分別為M10與M7，M11與M2的寬長比，M13與M12，M15與M14的寬長比為1，則MOS管ML1中的電流I為：
   
    合理選擇式(8)中的K3，K4就能減小電源電壓VDD對電流I的影響。
    由上面的分析和式電流源電路可以進一步減小電源電壓對輸出電流的影響。
3．2 有效負載電路
    由圖2可知，電流I流過MOS管M15，ML1時：

            
    由式(2)可知，載流子遷移率μ是溫度的高階函數(shù)，若近似認為μN，μP的溫度變化量相等，可將K看作常數(shù)，可得：
   
    由式(3)和式(13)可知，取恰當?shù)腒值，即合理選擇MOS管M15和ML1的寬長比，就可以使閾值電壓VTHN和VTHP的溫度系數(shù)相抵消，使VREF幾乎不隨環(huán)境溫度的變化而變化。
3．3 電路的優(yōu)化
    在圖2中MOS管M12，M13，M14，M15起電流鏡像作用，可以將這4個管子省去，直接將負載管ML1接到M10和M11的漏極。這樣將圖2優(yōu)化成圖3就可以少4個MOS管，節(jié)省版圖面積。

4 仿真與分析
    通過上面的分析，初步確定該電路各器件尺寸，在0．6μm CMOS工藝下采用HSpice軟件進行仿真可以得出，在3．3 V電源電壓下對溫度在-40～+85℃范圍內進行直流掃描，基準電壓曲線如圖4所示。在25℃下，對電源電壓在2．6～5．5 V的范圍內進行直流掃描，基準電壓曲線如圖5所示。據(jù)此計算出的基準電壓電源電壓調整率、溫度系數(shù)見表1。

    與國際上已有的和CMOS兼容的電壓基準電路的主要指標進行比較，結果如表2所示。可以看出，本文設計的CMOS基準的溫度漂移率TFC遠遠小于國際上已有的和CMOS兼容的電壓基準電路。

5 結語
    本文所設計的基于CMOS工藝的基準電路結構較簡單，既沒有放大器，也沒有BJT，適合于標準CMOS工藝生產。通過HSpice驗證，其輸出基準電壓為1．22 V，在-40～+85℃內溫度系數(shù)僅為30 ppm／℃。當電源電壓為2．6～5．5 V時，電源電壓調整率為1．996 mV／V，且溫度漂移率TFC遠遠小于國際上已有的和CMOS兼容的電壓基準電路，比較適合于標準CMOS工藝。