摘要：文中設(shè)計了一種應(yīng)用于Class D音頻放大器中高性能PWM控制。該控制能夠在較寬的電源電壓范圍內(nèi)，使調(diào)制鋸齒波的輸入電平及音頻輸入信號經(jīng)過前置放大后的共模電平跟隨電源電壓的變化而變化。共模電平經(jīng)過PWM比較器得到占空比隨輸入信號變化的控制信號，從而提高系統(tǒng)的輸出功率。仿真結(jié)果顯示，當(dāng)電源電壓在2．4～5 V范圍變化時，音頻信號和調(diào)制鋸齒波的共模電平偏差在2 mV以內(nèi)，同時鋸齒波的幅度也隨著電源電壓的升高而升高，顯示了良好的線性跟隨性。
關(guān)鍵詞：自適應(yīng)；電平位移；Class D

    音樂手機(jī)和iPad等便攜式音樂設(shè)備對音頻放大器要求高保真音質(zhì)的同時，對放大器效率也提出了越來越嚴(yán)格的要求。D類放大器的實際效率可以達(dá)到90％以上，而且體積更小，因此代表了未來音頻放大器的發(fā)展方向。同時D類放大器要求能工作在寬輸入電源電壓范圍內(nèi)，以增強D類放大器的通用性。其中PWM比較器是將輸入音頻信號(通常以正弦信號表示)與三角波或鋸齒波信號進(jìn)行比較，得到占空比跟隨輸入音頻信號的PWM信號傳統(tǒng)PWM控制方式是鋸齒波信號的幅度范圍保持固定不變。為在高電源電壓時高輸出功率而設(shè)置合適的鋸齒波幅度，在低電源電壓下會出現(xiàn)削波失真而無法正常工作。本文針對這個問題，提出了一種高性能PWM控制方式。將鋸齒波信號的共模電平設(shè)計成跟隨電源電壓的變化，這樣隨著電源的升高，音頻信號的幅度也可以隨之拓寬，因此在低電源電壓和高電源電壓時都可以獲得很高的輸出功率，但是輸入音頻信號經(jīng)過前置放大后共模電平會在基準(zhǔn)電壓電平VREF上，無法直接與鋸齒波電平進(jìn)行比較，這就需要位移電路將音頻信號和鋸齒波信號的共模電平位移到同一個參考電平上。本文所提出的方案主要包括了鋸齒波產(chǎn)生電路和電平位移電路。

1 電路架構(gòu)分析和設(shè)計
    本文所提出的電路結(jié)構(gòu)主要包括，鋸齒波產(chǎn)生電路和電平位移電路。鋸齒波產(chǎn)生電路產(chǎn)生一個幅值隨輸入電源VDD變化的鋸齒波信號VSW，同時產(chǎn)生VDD的分壓信號VD，輸入到電平位移電路。電平位移電路是將VREF和VD進(jìn)行線性疊加，使位移后音頻信號VOUT的共模電平能反映電源電壓的變化，VOUT和VSW的共模點在同一參號電平上，達(dá)到VREF自適應(yīng)電源電壓變化位移到VSW共模電平的目的。
1．1 鋸齒波產(chǎn)生電路
    如下圖(1)為鋸齒波產(chǎn)生電路圖。

    鋸齒波產(chǎn)生電路包括運放鉗位模塊OSC_OPA，電平比較器模塊OSC_COMP和充放電模塊。OSC_COMP模塊是三端比較器，作用是將VSW電壓與上閾值電平Vp和下閾值電平Vn比較，將其限定在Vp和Vn之間。如圖1所示，R1、R2、R3和R4對輸入電源分壓得到上閾值電平Vp、下閾值電平Vn和電平VD，其中：

    IR5作為初始電流通過電流鏡，給電容C0、C1提供充電電流，同時給OSC_OPA模塊和OSC_COMP提供偏置電流。流過MOS管M10的初始充電電流為：
                
    電容C0充放電過程。首先忽略掉C1和M18。初始狀態(tài)下，電容上沒有電荷，電壓為零，即VSW為地電平，與Vp和Vn比較后小于Vp和Vn，那么OSC_COMP輸出SW2=‘0’，關(guān)斷M19，對電容C0恒流充電，當(dāng)VSW大于Vp電平時，比較器OSC_COMP輸出翻轉(zhuǎn)，SW2=‘1’，開啟M19，將電容C0上的電荷通過小電阻R6快速放掉，直到VSW點電壓降到低于Vn時，SW2=‘0’，再次給電容C0充電。從第二周期開始，電容C0充電初始電壓變?yōu)閂n，而不是地電平，如此循環(huán)反復(fù)，就輸出一個幅值介于電平Vp和Vn之間的鋸齒波。但是在M19開啟將電容C0的電荷放掉時，C0上一部分電荷會用來抵消M19的溝道電荷，那么VSW就會瞬時下降而產(chǎn)生一個電壓毛刺，C0上的電荷很可能放到Vn以下甚至地電位，對后面PWM的比較產(chǎn)生不利影響。為了消除這個毛刺，在電容C0并聯(lián)一個小電容C1，給C0充電的同時也給C1充電，當(dāng)C0放電時，比較器輸出SW1為低電平，關(guān)斷M18，那么C1上的電荷會轉(zhuǎn)移到M19的溝道電容上，從而消除毛刺。同時在設(shè)計時，可以設(shè)置電阻R6偏大阻值，減緩鋸齒波的放電過程。
    根據(jù)前面的公式推導(dǎo)，可以推出其頻率公式。假設(shè)充電時間T，則有

1．2 電平位移電路
    電平位移電路的思想是將共模電平VREF和VD以一定線性比例疊加，式(2)、(4)顯示出VD與輸入電源VDD成正比，同時與鋸齒波VSW的幅值成正比，從而疊加后VREF會跟隨VDD的變化位移到VSW的共模電平上。實際電路如圖2所示。

    其中V1是輸入音頻信號經(jīng)過前置放大后的信號，其共模電平等于VREF。其中兩個虛線框中的電路可以等效為圖3和圖4所示。首先由A、B模塊產(chǎn)生一股受VD控制不隨電源電壓VDD而改變的電流Iout，然后流過與V1相連的電阻0．5Rs疊加到VREF上。下面對Iout的電流產(chǎn)生做詳細(xì)分析。

    其中A、B兩模塊中PMOS的電流鏡，鏡像比例均為1：1。圖3中在a點可列出等式
    VGS14+IDRS=|VGS15|+VD         (9)
    圖3中Ib為靜態(tài)偏置電流，ID為輸出到B模塊中的電流。在圖4中b點可得
   
    式(10)中，Ib1為靜態(tài)偏置電流，鏡像電流源IB的電流。VREF是由VREF決定的電壓，Iout是從B模塊輸出的電流信號，它決定了VREF共模點的移動量。
    若適當(dāng)調(diào)整電路的靜態(tài)偏置，使MOS管M9與M14、M5和M15的過驅(qū)動電壓Vov相等，而且近似認(rèn)為M9與M14、M1和M15的閾值電壓相等，式(9)和式(10)可以寫為

    從式(18)中可以看到，VOUT是VREF和VDD的線性疊加。只要根據(jù)式(18)，合理設(shè)置電阻比例和偏置電流IB就可以得到跟隨VDD變化的VOUT，達(dá)到自適應(yīng)電源電壓變化的效果。
    下面從小信號角度重新驗證。假設(shè)A模塊的輸入VD到輸出VOUT的增益記為
    Av=GmROUT              (19)
    Gm由A模塊中的帶源極負(fù)反饋的共源極放大器決定，忽略溝道長度調(diào)制效應(yīng)

    與式(18)結(jié)論一樣，小信號增益為0．5，顯示出VOUT在電源電壓變化時始終能夠跟隨鋸齒波的中間電平。

3 仿真結(jié)果和分析
    采用UMC 0．6μmBCD工藝，在Cadence工作環(huán)境下，通過H-spice對電路性能進(jìn)行了仿真。
    首先對比三種不同電源電壓VDD=2．4 V、3．3 V和5 V下鋸齒波產(chǎn)生電路產(chǎn)生的鋸齒波信號VSW的幅度和周期特性。根據(jù)式(8)知，鋸齒波的頻率與VDD無關(guān)。而據(jù)式(4)知鋸齒波的幅度與VDD成正比。如圖5所示，三種電源電壓下鋸齒波的頻率均為1．065 MHz，幅度分別為1．051 V，1．443 V和2．187 V，正好與三個電源電壓成線性關(guān)系。圖中鋸齒波的下閾值電平都接近于地，是因為設(shè)置R4的阻值遠(yuǎn)小于R1、R2和R3，使VSW的輸出幅值落在后級PWM比較器的共模輸入范圍之內(nèi)。

    圖6顯示了加入電容C1前后，鋸齒波信號毛刺消除的效果圖。圖6上波形無電容C1的情況，圖6下則加入了C1。可以看到由于M19的瞬間開啟導(dǎo)致的VSW的電壓毛刺被明顯削弱，已經(jīng)被消除掉。

    分別在電源電壓VDD=2．4 V、3.3 V和5 V情況下對本文所設(shè)計整體電路做了驗證。設(shè)定三種情況下VREF=1．24 V。其中實線為圖2中VSW，虛線為VREF移位后的電平VOUT。仿真波形如圖7所示。

    當(dāng)VDD=2．4 V時，測出來VOUT=1．11 V，VSW的平均值為1．108 V；當(dāng)VDD=3.3 V時，測出來VOUT=0．784V，VSW的平均值為0．783 V；當(dāng)VDD=5．0 V時，測出來VOUT=0．636 V，VSW的平均值為0．636 V。仿真結(jié)果顯示輸入電源在2．4～5 V之間變化時，VOUT和VSW的平均值最多相差2 mV，顯示出位移后的VREF能夠很好地跟隨鋸齒波的共模電平。

4 結(jié)束語
    本文設(shè)計一種高性能PWM控制方式，應(yīng)用在Class D音頻放大器中，在很寬的電源電壓范圍內(nèi)實現(xiàn)很大的輸出功率。所設(shè)計的電路結(jié)構(gòu)使調(diào)制鋸齒波的幅度與電源電壓成正比關(guān)系，然后將輸入音頻信號前置放大后的共模電平從原來的VREF位移到調(diào)制鋸齒波的共模電平上，就實現(xiàn)了拓寬音頻輸入幅度范圍的目的。仿真結(jié)果顯示，當(dāng)電源電壓從2．4 V變換到5 V時，鋸齒波信號幅度始終跟隨電源的變化，而且輸入到PWM比較器的兩個信號調(diào)制鋸齒波和音頻信號的共模電平之間的偏差儀在2 mV以內(nèi)，達(dá)到了預(yù)期設(shè)計的目標(biāo)。