0 引言

近年來(lái)， 隨著電子技術(shù)和信息技術(shù)迅速發(fā)展，開(kāi)關(guān)電源成為了電子工程領(lǐng)域應(yīng)用和研究的熱點(diǎn)。與線性電源相比， 開(kāi)關(guān)電源在效率、功率密度、成本等方面顯示出了明顯的優(yōu)勢(shì)， 目前已經(jīng)成為主要的DC-DC變換設(shè)備。對(duì)開(kāi)關(guān)電源控制技術(shù)的研究也已成為電力電子技術(shù)領(lǐng)域中最為活躍的部分。

脈沖序列控制( PULSE T rain M， PT ) 是一種新型定頻、非線性的電源控制技術(shù)。該技術(shù)利用脈沖控制器，根據(jù)開(kāi)關(guān)電源的工作狀態(tài)， 按照一定規(guī)律通過(guò)高能量脈沖和低能量脈沖組成的脈沖序列對(duì)主電路進(jìn)行控制。與傳統(tǒng)的PWM 控制不同， PT 控制系統(tǒng)沒(méi)有延遲環(huán)節(jié)， 對(duì)變換器輸入端或輸出端出現(xiàn)的擾動(dòng)具有較快的響應(yīng)速度。

1 PT 工作原理及調(diào)制特性

1. 1 PT 控制的工作原理

PT 控制技術(shù)通過(guò)在兩級(jí)固定占空比的高、低能量脈沖中進(jìn)行選擇， 控制開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通和關(guān)斷， 從而實(shí)現(xiàn)對(duì)變換器輸出電壓的調(diào)節(jié)。如果輸出電壓Uo 低于基準(zhǔn)電壓Uref , 控制器將連續(xù)產(chǎn)生高能量脈沖PH 直到輸出電壓達(dá)到基準(zhǔn)電壓值， 高能量脈沖的占空比為DH ; 如果輸出電壓Uo 高于基準(zhǔn)電壓Uref , 控制器將連續(xù)產(chǎn)生低能量脈沖PL 以降低輸出電壓， 低能量脈沖的占空比為DL ( DL< DH ) .由于高能量脈沖導(dǎo)通時(shí)間比低能量脈沖導(dǎo)通時(shí)間長(zhǎng)， 因此高能量脈沖作用的周期內(nèi)將有更多的能量傳遞至負(fù)載端。圖1( a) 和圖1( b) 分別顯示了PT 控制Buck 變換器結(jié)構(gòu)圖和PT 控制原理示意圖。

圖1 PT 控制電路及原理示意圖

本文以PT 控制技術(shù)應(yīng)用于斷續(xù)導(dǎo)電模式( DiscONt inuous Conduction Mode, DCM) 的Buck 變換器為例進(jìn)行研究。采用斷續(xù)導(dǎo)電模式的優(yōu)勢(shì)在于能夠?qū)崿F(xiàn)開(kāi)關(guān)管的零電流導(dǎo)通和二極管的零電流關(guān)斷。從而減少了開(kāi)關(guān)損耗和電磁噪聲。高能量脈沖和低能量脈沖的占空比之間的比值k ( k= DH / DL ) 由變換器輸出電壓紋波和功率調(diào)節(jié)范圍折衷確定。

圖1( b) 顯示了PT 控制開(kāi)關(guān)變換器的輸出電壓和電感電流波形。由于在MOSFET 開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通期間電感電流線性增長(zhǎng)， Buck 變換器在高能量脈沖周期內(nèi)開(kāi)關(guān)管電流的平均值為：

則PH 控制的一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)從變換器輸入端獲得的能量為：

式中， T 為變換器的開(kāi)關(guān)周期。

同理， 在一個(gè)低能量脈沖周期內(nèi)從變換器輸入端獲得的能量為：

由式( 1) 和( 2) 可知： 低能量脈沖周期內(nèi)變換器傳遞的能量為高能量脈沖周期的1/ k2 .由于高、低能量脈沖周期相同， 故變換器的開(kāi)關(guān)頻率是固定不變的。

1. 2 PT 控制的實(shí)現(xiàn)方式

本節(jié)設(shè)計(jì)一種簡(jiǎn)單實(shí)用的脈沖序列控制器， 如圖2 所示。圖2 中時(shí)鐘信號(hào)CP( Clock Pulse) 由峰峰值為- 10 V到+ 10 V 的鋸齒波信號(hào)USAW 與電壓信號(hào)UGN D ( UGND = 0) 通過(guò)比較器Ccp產(chǎn)生; 變換器輸出電壓Uo 與基準(zhǔn)電壓Uref 通過(guò)比較器C1 產(chǎn)生電壓信號(hào)Ue;觸發(fā)器D 在時(shí)鐘來(lái)臨時(shí)刻將電壓信號(hào)Ue 傳遞至輸出端Q, 并在下一時(shí)鐘來(lái)臨之前保持不變; 比較器C2 將D 觸發(fā)器的輸出信號(hào)和鋸齒波進(jìn)行比較產(chǎn)生控制脈沖PH 或PL 實(shí)現(xiàn)對(duì)變換器的控制。

上述PT 控制器的工作過(guò)程為： 在開(kāi)關(guān)周期的起始時(shí)刻， 時(shí)鐘信號(hào)CP 來(lái)臨， 若此時(shí)Uo > Uref , 則Ue 為高電平; 時(shí)鐘信號(hào)同時(shí)使觸發(fā)器D 觸發(fā)， 觸發(fā)器輸出信號(hào)Ud 在下一時(shí)鐘脈沖來(lái)臨前保持高電平不變; 鋸齒波信號(hào)USAW 與Ud 經(jīng)過(guò)C2 比較， 輸出占空比為DL的低能量脈沖信號(hào)P L.若Uo< Uref , 則Ue 為低電平;觸發(fā)器輸出信號(hào)Ud 在下一時(shí)鐘脈沖來(lái)臨前保持低電平不變; 鋸齒波信號(hào)USAW 與Ud 比較產(chǎn)生占空比為DH的高能量脈沖信號(hào)PH .PT 控制器主要工作波形如圖2( b) 所示。

圖2 DCM DC-DC 變換器在PT控制模式下的控制電路原理圖和工作波形

根據(jù)電源設(shè)計(jì)要求， 當(dāng)輸出電壓Uo 大于基準(zhǔn)電壓Uref 時(shí)， 控制脈沖為低能量脈沖， 占空比為DL:

式中， USH 為鋸齒波信號(hào)USAW 的最大值; USL 為鋸齒波信號(hào)USAW 的最小值。

將設(shè)計(jì)參數(shù)代入式( 3) 中， 得到低能量脈沖的占空比為DL= 0. 25

同理， 當(dāng)輸出電壓Uo 小于基準(zhǔn)電壓Uref 時(shí)， 控制脈沖為高能量脈沖的占空比：

得高能量脈沖的占空比為DH = 0. 5.

2 仿真及實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證PT 控制方法和模擬控制器的可行性，設(shè)計(jì)了一個(gè)基于PT 控制的DCM Buck 變換器， 其主要參數(shù)為： Uin = 15 V, Uo = 5 V, L = 100uH, C="470uF", R= 10Ω , f = 10 kHz.

圖3 顯示了PT 控制的DCM Buck 變換器工作仿真波形。在圖3 中可以看出， 當(dāng)Uo 大于Uref 時(shí)， 控制脈沖Upt 為低能量脈沖， 占空比為DL= 0. 25; 當(dāng)Uo 小于Uref 時(shí)， 控制脈沖Upt 為高能量脈沖， 占空比為DL =0. 5, 與設(shè)計(jì)參數(shù)相符合。此時(shí)的控制脈沖序列為PH -PL - PL .

圖3 PT控制DCM Buck變換器工作仿真波形圖

由圖3 可知， 輸出電壓Uo 的紋波隨著電感電流I L 的變化而變化。控制信號(hào)每輸出一個(gè)高能量脈沖，輸出電壓紋波值增大; 輸出低能量脈沖時(shí)， 輸出電壓紋波值減小， 但是其值始終在5 V 上下范圍內(nèi)波動(dòng)。仿真結(jié)果與實(shí)驗(yàn)設(shè)計(jì)要求一致。

從圖4( a) 中， 可以看出當(dāng)MOSFET 管導(dǎo)通控制信號(hào)為高能量脈沖占空比為DH 時(shí)， 輸出電壓Uo 有小幅上升; 而MOSFET 管導(dǎo)通控制信號(hào)為低能量脈沖占空比為DL 時(shí)， 輸出電壓Uo 有小幅下降， 與仿真波形圖一致。在圖4( b) 中， 可觀察輸出電壓Uo 的紋波圖， 能夠更清楚地反映開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通控制信號(hào)與輸出電壓的變化關(guān)系。從圖中， 可以更加明顯看到開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通控制信號(hào)的變化對(duì)輸出電壓的影響， 與仿真結(jié)果基本一致。

圖4 PT 控制DCM Buck 變換器控制脈沖信號(hào)與輸出電壓波形和輸出電壓紋波波形

3 結(jié)論

本文在介紹了一種新型控制技術(shù)--脈沖序列控制技術(shù)， 并將其應(yīng)用于DCM 模式的降壓型Buck DC-DC 變換器， 用模擬方式實(shí)現(xiàn)了開(kāi)關(guān)變換器對(duì)輸出電壓的控制。本文介紹的理論不需要誤差計(jì)算等詳細(xì)的小信號(hào)或大信號(hào)分析， 且適用于各種開(kāi)關(guān)變換器， 仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了PT 控制方法的可行性。