在您努力想要找到正確的電壓參考設(shè)計(jì)時(shí)，高分辨率混頻信號(hào)器件會(huì)帶來一個(gè)有趣的挑戰(zhàn)。盡管沒有一款適合所有電壓參考設(shè)計(jì)的通用解決方案，但是圖 1 所示電路還是為您的 16 位以上的轉(zhuǎn)換器提供了一款不錯(cuò)的解決方案。圖 1 16 位以上ADC電壓參考電路高分辨率轉(zhuǎn)換器存在的一些問題是電壓參考噪聲、穩(wěn)定性，以及該參考電路驅(qū)動(dòng)轉(zhuǎn)換器電壓參考引腳的能力。R₁、C₂ 和 C₃ 無源濾波器隨電壓參考噪聲急劇下降。這種低通濾波器的轉(zhuǎn)角頻率為 1.59Hz。該濾波器可減少寬帶噪聲和極低頻噪聲。附加 R-C 濾波器使噪聲水平降至20位ADC的可控范圍以內(nèi)。這一結(jié)果令人鼓舞。但是，如果電流受到拉力，從 ADC 參考引腳流經(jīng) R₁，則壓降會(huì)破壞轉(zhuǎn)換，因?yàn)槊總€(gè)位判定 (bit decision) 都有一次壓降（請參見參考文獻(xiàn) 1）。圖 1 所示電路圖有一個(gè)運(yùn)算放大器 (op amp)，旨在“隔離”C₂、R₁ 和 C₃ 低通濾波器，并為 ADC 的電壓參考引腳提供足夠的驅(qū)動(dòng)力。25℃ 時(shí)，CMOS 運(yùn)算放大器 (OPA350) 的輸入偏置電流為 10 pA。這一電流與 R₁（10 kΩ）共同產(chǎn)生一個(gè) 100 nV 的恒定 DC 壓降。這種水平的壓降不會(huì)改變 23 位 ADC 的最終位判定。運(yùn)算放大器的輸入偏置電流隨溫度變化而改變，這是實(shí)際情況，但在 125℃ 溫度下您可以預(yù)計(jì)一個(gè)不超過 10 nA 的最大電流值，其在 100℃ 溫度范圍產(chǎn)生 100 μV 的變化。我們需要將 R₁ 的這種壓降考慮進(jìn)來。該壓降會(huì)增加電壓參考器件的誤差。假設(shè)電壓參考電路的初始誤差為 ±0.05%，且誤差溫度為 3 ppm/℃。參考電壓為 4.096 伏時(shí)，室溫下初始電壓參考誤差等于 2.05 mV，125℃ 時(shí)增加 1.23 mV。圖1 所示電路中，隨著運(yùn)算放大器偏移和輸入偏置電流誤差的變化，參考電壓器件占主導(dǎo)地位。連接至圖 1 所示電路的 ADC，承受的誤差是參考電壓、R₁ 和 OPA350（增益誤差）所產(chǎn)生誤差的和。運(yùn)算放大器驅(qū)動(dòng)一個(gè)10 μF 電容器 (C₄) 和 ADC 的電壓參考輸入引腳。位于 C₄ 上的電荷提供 ADC 轉(zhuǎn)換期間所需的電荷。在 AD C的數(shù)據(jù)采集和轉(zhuǎn)換期間，C₄ 容量的大小為 ADC 的參考引腳提供一種恒定的電壓參考，其通常具有約 2 到 50 pF 的輸入電容。圖1 所示電路中，需要注意的最后一點(diǎn)。C₄ 和運(yùn)算放大器開環(huán)輸出電阻 (R_O) 改變放大器的開環(huán)增益 (A_OL) 曲線時(shí)，您可以對放大器的穩(wěn)定性做折中處理。參考文獻(xiàn) 2 中的討論說明了找出這一問題的過程?；旧隙?，具有較好穩(wěn)定性的電路是改進(jìn)運(yùn)算放大器 A_OL 曲線和閉環(huán)電壓增益曲線的閉合速率為 20dB 的電路。圖2 圖1 所示OPA350 緩沖頻率響應(yīng)該穩(wěn)定電路中，極點(diǎn)和零點(diǎn)的頻率位置計(jì)算如下，其中 OPA350 的開環(huán)輸出電阻為 50Ω (R_O)，而 C₄ (R_ESR) 的 ESR 為 2 mΩ。(796k 變?yōu)?78k)參考文獻(xiàn)：《提升混頻信號(hào)電壓參考》，作者：Baker, Bonnie《只需使用一個(gè) 100Ω 電阻器》，作者：Baker, Bonnie