摘要

近期，6 GHz頻段被劃分用于無線通信系統(tǒng)，為實現(xiàn)高速、低延遲應(yīng)用開辟了新的可能性。ADI公司推出的16 nm收發(fā)器系列為該頻段提供了一種高度集成的解決方案，兼具低功耗和高性能。本文將介紹6 GHz頻段，并討論ADI收發(fā)器系列所采用的零中頻架構(gòu)的優(yōu)勢。此外，本文還將重點介紹16 nm收發(fā)器系列的主要特性和在不同場景中的應(yīng)用。

引言

隨著無線通信系統(tǒng)的不斷演進，各方也在持續(xù)探索和采用新技術(shù)和新頻譜。對于無線行業(yè)的從業(yè)者而言，3GPP（第三代合作伙伴計劃）將6 GHz頻段納入頻率范圍1 (FR1)是個令人鼓舞，但也在預(yù)料之中的好消息。通過將原來的FR1在低頻和高頻兩端都進行擴展，從[450 MHz至6000 MHz]擴展至[410 MHz至7125 MHz]，行業(yè)能夠訪問大量新增頻譜，為未來的增長和創(chuàng)新開拓了新機遇。

相較于舊版FR1頻段，新的6 GHz頻段支持更寬的帶寬：n96為1200 MHz（5925 MHz至7125 MHz），n102為500 MHz（5925 MHz至6425 MHz），n104為700 MHz（6425 MHz至7125 MHz）。通過提供網(wǎng)絡(luò)能耗性能良好且傳播率優(yōu)于頻率范圍2 (FR2)頻段的高容量頻譜，新的6 GHz頻段必將成為無線連接的重要資源。2020年，美國聯(lián)邦通信委員會(FCC)將6 GHz頻段劃定給免授權(quán)的Wi-Fi使用，這使得6 GHz頻段在市場內(nèi)極具競爭力。

本文將探討ADI的16 nm收發(fā)器系列在相關(guān)應(yīng)用中的特性和優(yōu)勢。ADI 16 nm收發(fā)器是一款高度集成的器件，提供8T8R（八個發(fā)射器和八個接收器）和4T4R（四個發(fā)射器和四個接收器）兩種配置，具有多種數(shù)字前端功能，包括數(shù)字預(yù)失真(DPD)、削峰(CFR)、載波數(shù)字上變頻器和下變頻器（CDDC和CDUC），而且具有省電節(jié)能特性。

架構(gòu)

如圖1所示，ADI的16 nm收發(fā)器系列集成了八個差分發(fā)射器(Tx0-7)、八個差分接收器(Rx0-7)和兩個差分觀測接收器(ORx0-1)。可調(diào)諧頻率的范圍介于400 MHz至7125 MHz之間，以兩個射頻(RF)合成器作為本振(LO)。可調(diào)諧帶寬高達600 MHz。為了連接到基帶處理器，設(shè)計了高速JESD204B/JESD204C接口。

圖1.ADI 16 nm收發(fā)器的功能框圖。

發(fā)射器

發(fā)射器采用零中頻架構(gòu)，如圖1所示。來自數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)的同相和正交(I/Q)基帶信號通過基帶低通濾波器(LPF)進行重構(gòu)和濾波，然后通過模擬調(diào)制器和LO進行上變頻，得到射頻輸出信號。與射頻采樣轉(zhuǎn)換器相比，零中頻發(fā)射器提供更高的線性度和抗噪聲性能，而且功耗相對較低。

DAC轉(zhuǎn)換函數(shù)的一般形式為sin(x)/x，其頻率響應(yīng)并不平坦，如圖2所示。模擬輸出在較高頻率時會出現(xiàn)衰減。采樣過程中會生成目標(biāo)信號的鏡像，需要將鏡像濾除。否則，鏡像會污染無線電頻譜，違反3GPP和FCC的發(fā)射要求。

圖2.DAC的SINC響應(yīng)及其鏡像。

因此，DAC的最大可用輸出頻率通常為采樣時鐘速率的40%。為了使射頻采樣在6 GHz頻段（最高7.125 GHz）有效運行，DAC采樣時鐘必須在高于18 GHz的頻率運行，這會消耗大量功率。此時，零中頻發(fā)射器的優(yōu)勢非常明顯。它只需對基帶I/Q信號進行數(shù)字化處理，DAC采樣時鐘就能夠降低至3 GHz以支持6 GHz頻段。由此可在整個6 GHz頻段實現(xiàn)更平坦的輸出功率（圖3），并實現(xiàn)更低的噪聲譜密度(NSD)與相對較低的能耗。通常情況下，即使采用相同的工藝，對于典型的單頻段應(yīng)用而言，要實現(xiàn)同等的抗噪聲性能，射頻采樣轉(zhuǎn)換器的功耗比基帶I/Q轉(zhuǎn)換器高出大約125%。

圖3.6 GHz頻段下的發(fā)射器輸出功率和平坦度。

接收器

在接收器路徑上，通過使用模擬解調(diào)器和LO，對射頻輸入進行下變頻，得到基帶I/Q信號。連續(xù)時間Σ-Δ ADC專門用于對基帶I/Q信號進行數(shù)字化處理。該ADC集成了固有的抗混疊濾波功能，與傳統(tǒng)采樣技術(shù)相比，大大放寬了濾波要求。在射頻輸入端口，寬帶匹配功能可在6 GHz頻段提供平坦的頻率響應(yīng)，如圖4所示。

圖4.6 GHz頻段下的接收器頻率響應(yīng)。

基帶放大器可以采用經(jīng)典拓?fù)?，通過使用反饋電路來提供良好的線性度和抗噪聲性能。然而，射頻采樣接收器需要在射頻頻段進行成本高昂的額外濾波。為了對6 GHz頻段進行采樣，射頻采樣ADC需要8 GSPS采樣時鐘，以便轉(zhuǎn)換來自第二奈奎斯特區(qū)的目標(biāo)信號，因此，如果不進行強力濾波來減輕影響，就無法避免產(chǎn)生的信號發(fā)生混疊?；蛘撸墒褂酶哂?5 GSPS的采樣時鐘來放寬抗混疊要求，但與零中頻的基帶I/Q采樣相比，這種方法的能耗明顯更高。相比之下，零中頻的基帶I/Q采樣僅需3 GSPS左右的低I/Q采樣時鐘便能滿足性能需求。

此外，零中頻接收器的NSD通常與頻段無關(guān)。如圖5所示，6300 MHz和7100 MHz時的NSD幾乎相同。

圖5.接收器噪聲譜密度。

觀測接收器

在這種高度集成的收發(fā)器中，兩個觀測接收器均設(shè)計為射頻采樣架構(gòu)，通過適當(dāng)?shù)那岸嗽O(shè)計，為用于功率放大器(PA)的DPD環(huán)回接收器、用于發(fā)射器輸出功率的監(jiān)控路徑或者用于射頻頻譜的嗅探接收器等提供性能保障。

為了支持各種應(yīng)用，觀測接收器可配置為在四種采樣時鐘速率下工作，從而靈活地在帶寬、NSD性能和功率之間進行選擇。有關(guān)不同采樣時鐘速率下的NSD性能和功率，請參見表1。

表1.不同采樣時鐘速率下的NSD性能和功率

應(yīng)用

無線大規(guī)模多路輸入多路輸出(MIMO)系統(tǒng)

ADI的16 nm收發(fā)器廣泛部署于sub-6G大規(guī)模MIMO系統(tǒng)，已有數(shù)百萬臺搭載了這項技術(shù)的基站收發(fā)臺(BTS)設(shè)備在實際應(yīng)用中投入使用，足以證明這款收發(fā)器是sub-6G頻譜內(nèi)的可靠無線電解決方案。從2025年起，得益于擴展后的3GPP FR1，這款收發(fā)器也將在6 GHz頻段下提供同樣出色的性能及以下優(yōu)勢。

支持寬帶寬

在發(fā)射器和接收器上支持600 MHz瞬時帶寬(IBW)，為PA的數(shù)字預(yù)失真(DPD)支持800 MHz合成帶寬。

兩個觀測接收器可用作PA數(shù)字預(yù)失真的反饋信道。

具有高達19.66 Gbps/32.44 Gbps的JESD204B/JESD204C數(shù)字接口，支持寬帶寬。

減少信道間相位變化的技術(shù)

多芯片同步(MCS)：作為器件初始化的一部分，MCS狀態(tài)機采用系統(tǒng)全局參考信號(SYSREF)來復(fù)位數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器時鐘及數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)路徑上的所有其他時鐘，以使時鐘相位與器件時鐘(DEVCLK)同步，從而使從JESD接口到數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的相位保持一致。此外，MCS狀態(tài)機會對射頻PLL相位進行復(fù)位，以與DEVCLK和LO分配路徑上的分配器保持一致，從而在射頻輸入和輸出端口實現(xiàn)整體相位對齊。

發(fā)射器衰減引起的相位補償：信號路徑上的增益或衰減變化是引起相位變化的另一個原因。為了減輕相位變化，針對每個發(fā)射器的衰減指數(shù)，添加了預(yù)表征的相位補償，從而確保每當(dāng)系統(tǒng)調(diào)整衰減時都會應(yīng)用相位校正。

在收發(fā)器中融入這些技術(shù)有助于將信道初始化為更一致的啟動條件，從而降低系統(tǒng)天線校準(zhǔn)的復(fù)雜性。這樣，通過降低射頻PLL對溫度的依賴性并減輕增益變化引起的相位變化，天線校準(zhǔn)便能在操作過程中以更低的頻率運行。

功耗節(jié)省

非連續(xù)傳輸(DTX)模式：對于傳統(tǒng)的無線電單元，即使蜂窩單元里沒有用戶，能耗也相當(dāng)高。這款收發(fā)器內(nèi)置DTX功能，可在空傳輸時間間隔(TTI)期間，關(guān)閉發(fā)射器數(shù)據(jù)路徑中的組件。配置了DTX后，當(dāng)收發(fā)器檢測到“零數(shù)據(jù)”條件時，便會關(guān)閉功率放大器及其他發(fā)射器組件。檢測到非零數(shù)據(jù)時，器件會快速激活。在使用實際的移動網(wǎng)絡(luò)運營商數(shù)據(jù)的場景中，這項技術(shù)將RU能耗降低了30%以上，同時不影響服務(wù)質(zhì)量(QOS)。

16 nm收發(fā)器用于Wi-Fi系統(tǒng)的免授權(quán)6 GHz頻段

2020年，美國FCC表決通過了允許免授權(quán)的無線局域網(wǎng)在 6 GHz頻段內(nèi)運行的決議。之后，Wi-Fi聯(lián)盟為Wi-Fi 6E信道分配了5925 MHz至7125 MHz的頻譜3，在傳統(tǒng)2.4 GHz頻段和5 GHz頻段的基礎(chǔ)之上，多增加了14個額外的80 MHz信道或7個額外的160 MHz信道。有關(guān)6 GHz頻段的免授權(quán)頻段，請參見表2。

表2.6 GHz頻段的免授權(quán)NII頻段

ADI的16 nm收發(fā)器系列覆蓋6 GHz頻段，提供出色的性能，并且可以在能耗與帶寬之間靈活權(quán)衡，亦能從前面部分討論的零中頻架構(gòu)中獲益。

單個無線電芯片通過空間分集（4倍或2倍天線分集）即可支持1200 MHz

如前所述，這款收發(fā)器支持600 MHz IBW，通過與兩個內(nèi)部LO結(jié)合使用，單個芯片可覆蓋整個1200 MHz頻段。如圖6所示，對于整個1200 MHz頻段，收發(fā)器配置為支持四根天線（四個信道）。LO0用于信道0至3，以覆蓋所有四個信道上的U-NII-5和U-NII-6。同樣，對于U-NII-7和U-NII-8的信道4至7，LO1將配置為6825 MHz。兩個600 MHz頻段可通過高速JESD204C接口同時發(fā)送到基帶。配置詳情參見表3。

圖6.寬帶寬配置A——4倍天線分集。

低功耗解決方案通過LO頻率掃描即可支持1200 MHz

6 GHz頻段Wi-Fi頻譜可分成59個信道，每個信道的帶寬為20 MHz，或支持七個信道，每個信道的帶寬為160 MHz。除了上述寬帶寬配置，收發(fā)器還可配置為窄帶寬，以降低能耗。例如，當(dāng)數(shù)據(jù)速率為245.76 MSPS時，信號帶寬可為160 MHz，JESD通道速率可低至9.8 Gbps運行。在1200 MHz頻段內(nèi)，射頻LO頻率可以靈活配置，以覆蓋整個6 GHz頻段。與寬帶寬配置相比，在這種低功耗配置下，收發(fā)器可節(jié)省20%的功耗。配置示例如圖7和表4所示。

圖7.窄帶寬配置B——4倍天線分集。

用于頻譜掃描的寬帶觀測接收器

對于此類應(yīng)用，觀測接收器可配置為7.8 GHz，無縫覆蓋Wi-Fi 6 GHz頻段。圖8顯示了6 GHz頻段位于第二奈奎斯特區(qū)的高頻段范圍，相應(yīng)地，在第一奈奎斯特區(qū)，通過利用接收器數(shù)據(jù)路徑上的NCO，反轉(zhuǎn)的6 GHz頻譜可轉(zhuǎn)換為基帶。

圖8.觀測接收器上的6 GHz頻段頻譜。

在無線通信市場中，隨著新技術(shù)和新頻譜的持續(xù)引入，運營商迫切需要經(jīng)濟高效的解決方案。因此，高度集成的低功耗解決方案變得更加重要。ADI公司的16 nm收發(fā)器系列在單個芯片上集成了八個信道和高性能模擬前端及數(shù)字前端功能（DPD、CFR和CDDC/CDUC）。零中頻架構(gòu)提供低功耗收發(fā)器解決方案，并在器件中集成了省電特性(DTX)，以便通過控制PA來進一步降低系統(tǒng)功耗。此外，得益于靈活的配置，這種架構(gòu)能夠靈活適用于無線BTS和Wi-Fi系統(tǒng)等多種應(yīng)用。

參考文獻

1 “均衡技術(shù)使DAC頻率響應(yīng)平坦化”，ADI公司，2012年8月。

2 Brad Brannon，“無線電架構(gòu)事關(guān)重大：射頻采樣與零中頻的回顧”，ADI公司，2021年12月。

3 “FCC Opens 6 GHz Band to Wi-Fi and Other Unlicensed Uses”，美國聯(lián)邦通信委員會，2020年4月。