摘要

隨著AI數(shù)據(jù)中心向更高功率密度和更高效能源分配演進(jìn)，高壓中間母線轉(zhuǎn)換器(HV IBC)正逐漸成為下一代云計(jì)算供電架構(gòu)中的關(guān)鍵器件。本文針對(duì)橫向GaN HEMT、碳化硅MOSFET及SiC Cascode JFET(CJFET)三類寬禁帶功率器件，在近1 MHz高頻開關(guān)條件下用于高壓母線轉(zhuǎn)換器的性能展開對(duì)比分析。重點(diǎn)評(píng)估了導(dǎo)通損耗、開關(guān)特性、柵極電荷損耗及緩沖電路需求等關(guān)鍵指標(biāo)。同時(shí)，本文亦探討了三種諧振轉(zhuǎn)換器拓?fù)洹询B式LLC、單相LLC與三相LLC——對(duì)其系統(tǒng)效率與元件數(shù)量的影響。仿真結(jié)果表明，盡管三類半導(dǎo)體器件的系統(tǒng)總損耗相近，但CJFET因結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、驅(qū)動(dòng)便捷，在成本方面具備顯著優(yōu)勢(shì)。在拓?fù)浔容^中，三相LLC通過有效降低RMS電流并減少元件數(shù)量，表現(xiàn)出更優(yōu)的綜合性能。本研究為未來高壓IBC設(shè)計(jì)中半導(dǎo)體選型與拓?fù)渑渲锰峁┝死碚撘罁?jù)，安森美(onsemi)正開展相關(guān)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證工作。

引言

當(dāng)前，云計(jì)算供電架構(gòu)正朝著更高傳輸電壓的方向演進(jìn)。這一趨勢(shì)不僅體現(xiàn)在數(shù)據(jù)中心與電網(wǎng)的連接方式上——將通過固態(tài)變壓器直接接入中壓電網(wǎng)，也體現(xiàn)在數(shù)據(jù)中心內(nèi)部的電力分配系統(tǒng)中——其正逐步轉(zhuǎn)向高壓直流配電架構(gòu)。在該架構(gòu)下，計(jì)算托盤將直接連接至800V直流母線，隨后通過高壓IBC將電壓降至50V或12V，為下游負(fù)載供電。

高壓IBC具備以下關(guān)鍵特性：

? 實(shí)現(xiàn)電壓降壓(16:1或64:1變換比)

? 提供電氣隔離以保障安全

? 非穩(wěn)壓輸出

? 具備短時(shí)過載能力

? 超緊湊的外形尺寸

? 轉(zhuǎn)換效率高

本白皮書將重點(diǎn)圍繞實(shí)現(xiàn)上述目標(biāo)的轉(zhuǎn)換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與半導(dǎo)體技術(shù)展開探討。內(nèi)容主要聚焦于原邊的拓?fù)溥x擇與半導(dǎo)體器件;副邊假定采用低壓硅基MOSFET，并配置為中心抽頭電流倍增器或全橋結(jié)構(gòu)。

半導(dǎo)體技術(shù)

為滿足高壓IBC在小型化設(shè)計(jì)中無源元件的布局要求，系統(tǒng)需以極高的開關(guān)頻率(接近1 MHz)運(yùn)行。因此可選的半導(dǎo)體器件被限定為寬禁帶器件，主要包括：氮化鎵高電子遷移率晶體管(GaN HEMT)、碳化硅金屬氧化物半導(dǎo)體場(chǎng)效應(yīng)晶體管(SiC MOSFET)以及SiC Cascode JFET(CJFET)。在本應(yīng)用中，上述器件的關(guān)鍵評(píng)估指標(biāo)集中于導(dǎo)通損耗、開關(guān)特性與成本三個(gè)方面。

導(dǎo)通損耗

這三種器件在導(dǎo)通狀態(tài)下均可用電阻Rds,on來表征(與IGBT等具有恒定導(dǎo)通壓降的器件不同)。因此，其導(dǎo)通損耗與流經(jīng)電流的平方成正比：

Pcon=Rds,on × I2ds  (方程1)

Rds,on會(huì)隨溫度升高而增加，其標(biāo)稱值僅適用于25℃的結(jié)溫。下表對(duì)比了典型GaN器件、安森美(onsemi)M3S 650 V器件以及安森美第四代CJFET 750 V器件的導(dǎo)通電阻隨溫度上升的情況。

表1. 不同結(jié)溫下的Rds,on值

在為特定應(yīng)用確定正確的Rds,on值時(shí)，必須考慮這種增加。

開關(guān)特性

在“轉(zhuǎn)換器拓?fù)洹币还?jié)中探討的所有拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)均受益于軟開關(guān)特性，其固定電流可在轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)階段進(jìn)行優(yōu)化。在開關(guān)轉(zhuǎn)換瞬間，諧振電流為零，僅勵(lì)磁電流流通，而該電流可通過調(diào)整變壓器勵(lì)磁電感(例如改變氣隙)等參數(shù)靈活控制。因此，三種半導(dǎo)體技術(shù)在開關(guān)過程中產(chǎn)生的損耗可忽略不計(jì)。然而，其寄生電容仍顯著影響開關(guān)軌跡。

影響開關(guān)特性的主要差異源于器件的輸出電容(COSS)。通常，SiC MOSFET具有較大的COSS，這是由于其需要更大的裸芯尺寸才能實(shí)現(xiàn)與GaN HEMT或SiC CJFET相當(dāng)?shù)膶?dǎo)通電阻(Rds,on)，如表2所示。該電容與勵(lì)磁電流共同決定了半導(dǎo)體器件的開關(guān)轉(zhuǎn)換速度。

 (方程2)

在此過渡階段，轉(zhuǎn)換器不傳輸任何功率。因此，將其保持在整個(gè)開關(guān)周期的較小比例更為有利。對(duì)方程(2)進(jìn)行時(shí)間變量積分并求解勵(lì)磁電流，可得到方程(3)。

 (方程 3)

該方程可用于計(jì)算在給定時(shí)間(td)內(nèi)，根據(jù)半導(dǎo)體器件的電容(COSS)完成電壓轉(zhuǎn)換所需的勵(lì)磁電流(Im)。表2列出了各半導(dǎo)體技術(shù)對(duì)應(yīng)的結(jié)果。

達(dá)到該勵(lì)磁電流所需的勵(lì)磁電感，可通過以下方式推導(dǎo)：對(duì)施加在變壓器原邊的電壓(該電壓由副邊反射而來)進(jìn)行積分，再除以所需的勵(lì)磁電流，如方程(4)所示。

 (方程 4)

其中Vout為輸出電壓，n為變壓器變比，?r為開關(guān)(諧振)頻率。表2列出了三種半導(dǎo)體技術(shù)對(duì)應(yīng)的勵(lì)磁電感值。

其次，在計(jì)算損耗時(shí)，還需考慮驅(qū)動(dòng)半導(dǎo)體器件導(dǎo)通所需的柵極電荷所引起的輔助損耗。該電荷值通常在器件數(shù)據(jù)手冊(cè)中給出，將所需柵極電荷乘以柵源電壓VGS，即可得到存儲(chǔ)在柵極上的能量。該能量在器件每個(gè)開關(guān)周期關(guān)斷時(shí)耗散一次。存儲(chǔ)能量乘以開關(guān)頻率即為因放電導(dǎo)致的功率損耗(PG)。此外，柵極電容充電過程中還存在柵極驅(qū)動(dòng)器和電阻產(chǎn)生的額外損耗，本文暫不討論。表2給出了三種半導(dǎo)體配置對(duì)應(yīng)的上述損耗值：SiC MOSFET因柵極導(dǎo)通電壓高、柵極電荷大，其柵極損耗顯著;相比之下，CJFET的柵極損耗約為SiC MOSFET的一半，這得益于其較低的柵極驅(qū)動(dòng)電壓以及由低壓MOSFET(由驅(qū)動(dòng)器直接驅(qū)動(dòng))所帶來的較小柵極電荷;而GaN器件表現(xiàn)最優(yōu)，其柵極電荷損耗比前兩者小10~20倍。

表2. 一個(gè)25mΩ器件，在以下條件下運(yùn)行的參數(shù)對(duì)比：?r=750?kHz，Vout=12.5?V，n=16，Vdc=400?V，td=100?ns)

緩沖電路(Snubber)

在快速開關(guān)過程中，CJFET可能因寄生電感、電容與快速電壓變化的相互作用而產(chǎn)生振鈴現(xiàn)象。盡管該拓?fù)溆兄谝种泼桌招?yīng)并提升帶寬，但同時(shí)會(huì)引入易引發(fā)諧振的高阻抗節(jié)點(diǎn)。因此，精心優(yōu)化的PCB布局與有效的抑制措施對(duì)于控制此類振鈴尤為關(guān)鍵，常見方法是在晶體管兩端并聯(lián)緩沖電路。

然而，此類振鈴現(xiàn)象主要源于CJFET在硬開關(guān)過程中半導(dǎo)體器件間的快速切換。當(dāng)CJFET用于軟開關(guān)應(yīng)用時(shí)，該問題可得到顯著緩解。圖1展示了CJFET在500kHz LLC諧振轉(zhuǎn)換器中運(yùn)行時(shí)的實(shí)測(cè)結(jié)果。

圖1. CJFET在LLC諧振轉(zhuǎn)換器中工作時(shí)的漏源電壓實(shí)測(cè)波形

測(cè)量在LLC運(yùn)行開始時(shí)進(jìn)行。由于運(yùn)行初始階段勵(lì)磁電感未充電，首次換流是硬開關(guān)方式。因此，在未并聯(lián)緩沖電路的情況下，CJFET的漏源極電壓會(huì)產(chǎn)生振鈴現(xiàn)象。然而，僅經(jīng)過兩個(gè)開關(guān)周期后，勵(lì)磁電流便已足夠大，能夠?qū)崿F(xiàn)開關(guān)的換流。此后，無論是否使用緩沖電路，實(shí)測(cè)波形幾乎無明顯差異。

對(duì)于CJFET而言，無需額外配置緩沖電路具有顯著優(yōu)勢(shì)：不僅節(jié)省了PCB面積和物料成本，又能消除轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)中的一個(gè)損耗來源。

損耗

為基于損耗對(duì)比三種半導(dǎo)體器件的性能，需進(jìn)行系統(tǒng)級(jí)仿真。例如，更大的輸出電容(COSS)需更大的勵(lì)磁電流，從而增加變壓器銅損。圖2展示了堆疊式LLC轉(zhuǎn)換器的總損耗，包括磁芯損耗、銅損、柵極驅(qū)動(dòng)損耗以及開關(guān)與導(dǎo)通損耗，其中所仿真的轉(zhuǎn)換器與“轉(zhuǎn)換器拓?fù)洹币还?jié)中所述的規(guī)格和設(shè)計(jì)相匹配。

三種器件的總損耗對(duì)比結(jié)果顯示其性能幾乎相同。為深入分析，圖3進(jìn)一步給出了按損耗來源分解的結(jié)果。該分解表明，在此轉(zhuǎn)換器中，半導(dǎo)體技術(shù)的選擇對(duì)整體損耗影響甚微：GaN HEMT雖柵極驅(qū)動(dòng)損耗較低，但其較高的導(dǎo)通電阻導(dǎo)致導(dǎo)通損耗增加，最終使各類器件的整體表現(xiàn)趨于一致。

圖2. 采用不同原邊開關(guān)器件的堆疊式LLC轉(zhuǎn)換器系統(tǒng)損耗

圖3. 采用不同原邊開關(guān)器件的堆疊式LLC轉(zhuǎn)換器在標(biāo)稱功率下的系統(tǒng)損耗來源分解

各損耗來源顏色標(biāo)識(shí)如下：磁芯損耗：暗紅色;PCB繞組銅損：淺藍(lán)色;副邊柵極電荷損耗：綠色;副邊導(dǎo)通損耗：紫色;原邊柵極電荷損耗：橙色;原邊導(dǎo)通損耗：深藍(lán)色

轉(zhuǎn)換器拓?fù)?/strong>