輸入旁路電容器和輸出電容器在所有降壓轉換器中扮演著截然不同的角色——無論是否同步。但在大電流、多相應用中，對類似角色的錯誤假設會嚴重影響設計性能。許多設計人員認真努力使兩組電容器盡可能靠近主電源開關或集成轉換器。

在降壓轉換器中，最高和最快的開關電流出現在由輸入電容器、高端降壓 FET 和低端二極管或同步整流器組成的環(huán)路中。至關重要的是，所有這 3 個元件都創(chuàng)建了最短的環(huán)路，以最大限度地減少開關元件上的高頻 (50-200 MHz) 輻射噪聲和峰值電壓。在多相應用中，對于每一相來說，開關元件和輸入旁路電容器都必須創(chuàng)建可行的最小環(huán)路。然而，功率級本身可以出于散熱目的而在一定程度上分散開來，只要每個級都將其輸入電容器保持在附近。

當電流以每納秒幾安培的速度切換時，輸入電容器與功率級之間的任何距離都會導致大量的輻射發(fā)射并增加開關本身的電壓應力。

另一方面，來自功率級的電流被輸出電感器顯著平滑，使得電流與時間的最大變化通常小于1/100在輸入電容器中。這表示給定電流環(huán)路的峰值場強降低了 40 dB 以上。輸出電容器的主要目的是減少負載接口處的紋波，并在負載瞬態(tài)的情況下為負載提供低源阻抗。功率級和輸出電容器之間的雜散電感不會破壞此功能。功率級和輸出電容之間路徑中的任何雜散電感都會被添加到主輸出電感的電感中。只有當路徑電感占主電感的很大比例時，才會在相位之間的電流平衡中看到任何可測量的效果。因此，輸出電容器與功率級的接近程度并不重要。

輸出電容器的關鍵在于它們能夠消除相位之間的紋波，以減少峰峰值紋波。這些電容器需要彼此相鄰并在一個區(qū)域中才能實現這一點。早期的多相布局(我的和其他的)每個相的輸出電容器都靠近功率級。在測量這些輸出電容器的紋波時，我發(fā)現它比預期的要高得多，并且處于每個相位的開關頻率，而不是預期的開關頻率乘以相數。這是因為相間路徑的電感迫使每相的紋波電流主要流向最接近該相的電容器。

在我做的早期設計中，我在每相上都有電容器組，在 300 kHz(開關頻率)下具有 3 毫歐阻抗。通過良好的設計實踐，相之間的一英寸路徑可以減少到大約 1 nH。在 300 kHz 時，1 nH 為 2 毫歐阻抗，從而破壞了輸出端開關頻率基波的假定抵消。對于多于兩相的設計，其中包含在電感器電流鋸齒中的 300 kHz 開關頻率的諧波也被假定為被消除，增加的電感阻抗甚至更差。例如，對于 4 個相位，每個相位為 300 kHz，所有低于 1200 kHz 的諧波都需要被消除。

另一方面，由于輸出電容器都在一個區(qū)域中，增加的路徑電感會被添加到每相的主電感的電感中。然而，這個 1 到 5 nH 的電感遠小于這些主電感的值，甚至遠低于這些電感的容差。因此，路徑長度不平衡的影響將明顯小于電感容差引起的不平衡。

6 相 PMBus 電源參考設計PMP9738就是一個很好的電容布局示例。輸出電容器位于電路板的頂部和底部，以保持它們靠近。從測試報告第 2 頁上的動態(tài)階躍負載響應波形來看，即使在 250A 負載下，開關頻率紋波也遠低于 10 mV 峰峰值。

下面是先前 6 相設計的輸出紋波，具有相同的控制器和功率級，每個相都有自己的電容器。每個相位以 600 kHz 運行。紋波處于相同頻率且超過 20 mV pp。

現在PMP9738具有相同的 6 個相位，每個相位都處于較低的 300 kHz 以提高效率：紋波現在低于 7mV pp。但是，即使所有電容器都靠在一起，消除也不是完美的。實際上，當輸出紋波低于 10 mV pp 時，將相數增加到 3 以上并不會進一步降低紋波，因為僅啟用 3 到 5 相的輸出顯示出類似的紋波。

將輸出電容器保持在一起可以顯著降低輸出紋波，即使在使用較低開關頻率來提高效率時也是如此。