高頻諧振轉換器設計考慮因素包括組件選擇、寄生參數(shù)設計、同步整流器設計和電壓增益設計。本電源技巧重點關注影響開關元件選擇的關鍵參數(shù)，以及高頻諧振轉換器中變壓器繞組內(nèi)電容的影響。

過去十年寬帶隙 (WBG) 器件的商業(yè)化使得功率轉換器能夠在更高的頻率下運行，從而實現(xiàn)更高的功率密度。高性能電源剛剛開始包含 WBG 器件，尤其是碳化硅和氮化鎵場效應晶體管 (FET)，因為它們的輸出電容 (C oss )、柵極電荷 (Q g )、導通電阻 (R DS (on) ) 和反向恢復電荷 (Q rr )，在相同擊穿電壓水平下均低于(或不存在)硅或硅超結 FET。較低的 Q g會降低所需的驅動功率 – Pdrive = Vdrive QgFsw – 較低的 R DS(on)可減少傳導損耗，其中 Vdrive是驅動電壓，F(xiàn)sw是FET 開關頻率。除了 Q g和 R DS(on)之外，在選擇高頻轉換器中的元件時，考慮 C oss和 Q rr也很重要。

在如圖 1所示的電感-電感-電容串聯(lián)諧振轉換器 (LLC-SRC) 等諧振轉換器中，諧振回路中的電流對 FET 的 C oss進行充電/放電(圖 2 中的狀態(tài) 1)，以便實現(xiàn)零電壓開關(ZVS)。 ZVS 意味著 FET 漏源電壓 (V DS ) 在其柵極電壓變高之前達到零。因此，較低的 C oss可以在相同諧振回路電流水平下實現(xiàn)更短的死區(qū)時間，以實現(xiàn) ZVS。更短的死區(qū)時間意味著初級側諧振回路和 FET 上的占空比更大以及更低的均方根 (RMS) 電流，這意味著更高的效率以及以更高的開關頻率運行轉換器的能力。

圖1 LLC-SRC

為了實現(xiàn) ZVS，F(xiàn)ET 的體二極管總會有一段時間導通電流——圖 2中的狀態(tài) 2 。如果 FET 具有 Q rr并在體二極管仍傳導電流時再次導通，則 FET 本身將產(chǎn)生反向電流以對 Q rr進行放電，并導致硬開關和高壓應力 - 可能會損壞 FET。

圖 2 LLC-SRC 的開關轉換

圖 3說明了如圖 1 所示的 LLC-SRC 啟動過程中的這種硬開關現(xiàn)象。當 FET Q 2首先傳導電流時，電感器電流 I PRI就會建立。然后電流 I PRI通過 FET Q 1通道和體二極管傳導。在不允許電流反向流動的情況下，F(xiàn)ET Q 2再次導通。由于Q rr的存在，F(xiàn)ET Q 1自產(chǎn)生反向電流對Q rr進行放電，從而產(chǎn)生高電壓應力。

圖 3由于 Q rr導致的硬開關

在高頻諧振轉換器中，諧振回路阻抗通常比低頻諧振轉換器中的諧振回路阻抗低得多。因此，高頻諧振轉換器的啟動浪涌電流預計會更高。以圖 1 中的 LLC-SRC 為例，當輸出電壓為零(啟動時的初始條件)時，Q 2首次導通時限制啟動電流的唯一阻抗是 L r ——LLC-SRC 中的串聯(lián)諧振電感。源代碼。高效率和高頻諧振轉換器設計，特別是總線轉換器，通常最小化L r以提高效率。 L r值越小，相同啟動頻率下啟動電流越大，更容易受到 Q 的影響rr相關的硬切換。因此，在高頻諧振轉換器中使用低 Q rr FET至關重要。

利用 WBG 器件的上述優(yōu)點，可以在兆赫茲范圍內(nèi)運行隔離諧振轉換器，這比傳統(tǒng)隔離電源快 5 至 10 倍。在這個“高頻”領域，許多曾經(jīng)在轉換器設計過程中被認為“可以忽略不計”的參數(shù)不再可以忽略不計，例如變壓器繞組內(nèi)電容器。

在傳統(tǒng)的諧振轉換器設計過程中，設計者必須確保諧振回路中存儲的能量高于FET C oss中存儲的能量，以便C oss耗盡諧振回路中存儲的能量以實現(xiàn)ZVS。以圖 1 所示的 LLC-SRC 為例，公式 1 確保了該不等式的有效性：

其中 I Lm是磁化電感器 L m的峰值電流，V in是 LLC-SRC 的輸入電壓。通過將電感器的歐姆定律應用到 L m ，方程 1 可以重寫為方程 2 ：

其中 n = N p :N s1(假設 N s1 = N s2)是變壓器匝數(shù)比，V out是輸出電壓。

當諧振轉換器設計需要覆蓋較寬的工作范圍和保持時間時，L m通常遠小于公式 2 右側的值，以保持 L n = L m /L r較低(應用以下公式中的 L n值)：閉環(huán) LLC-SRC 設計中的 4 至 10)。當總線轉換器等諧振轉換器設計需要高轉換器效率時，最大化 L m可降低初級 RMS 電流，從而降低傳導損耗。在這種情況下，L m值將接近等式 2 右側的值。然而，等式 2 僅代表理想變壓器的理想條件。在實際變壓器中，許多參數(shù)都會影響 Coss充放電能力。最關鍵的參數(shù)是繞組內(nèi)電容。

圖 4顯示了 LLC-SRC 開關瞬態(tài)期間的簡化電路模型，其中 L m (I Lm ) 上的電流對 C eq (與諧振電容器Cr串聯(lián)的兩個 FET 的C oss)進行放電，假設Cr為電壓源。如果沒有變壓器繞組內(nèi)電容 (C TX )，則所有 I Lm都會變?yōu)?C eq并且公式 2 有效。但由于 C TX的存在，一些 I Lm必須進入 C TX來改變變壓器繞組極性，從而降低了 C oss放電能力，并產(chǎn)生失去 ZVS 的可能性。因此，必須通過保持初級繞組層與每層之間的距離以及次級繞組的層距來保持較低的C TX 。

圖4變壓器繞組內(nèi)電容器的影響

確定 L m值的經(jīng)驗法則是僅使用通過公式 2 計算出的最大 L m值的一半，因為在實際構建變壓器之前通常很難預測 C TX值。在具有 400V 輸入的轉換器中，C TX通常落在 22 pF 至 100 pF 的范圍內(nèi)。一旦變壓器結構固定，在電路仿真中對 C TX進行建模也非常有用，以確保足夠低的 L m并留有余量。