動態(tài)范圍和無雜散動態(tài)范圍（SFDR）的概念出現(xiàn)在各種工程環(huán)境中。盡管如此，很多朋友可能并沒有完全理解這些性能指標的重要性。

一、設(shè)計中的線性度與噪聲的權(quán)衡當我們想要提升電路的線性性能時，就不得不考慮線性度與電路其他性能參數(shù)之間的平衡——這些參數(shù)包括增益、帶寬和噪聲特性等。（統(tǒng)一與矛盾的）雖然這些性能參數(shù)也同樣重要，但是本章僅考慮線性度與噪聲的關(guān)系。

二、共源放大器中的源極退化

為了深入理解線性度與噪聲之間的權(quán)衡，我們來看看一個基本的線性化技術(shù)：在共源放大器的源極串聯(lián)一個電阻（RS）（如圖1所示）。這樣可以幫助我們更直觀地理解兩者之間的相互影響和取舍。

圖1

電阻RS作為一個局部負反饋源，作用于MOSFET的柵源電壓。RS上的電壓降與漏極電流成正比。隨著漏極電流的增加，RS上的電壓也會增加。這降低了MOSFET的柵源電壓，從而減少了漏極電流。

這樣改善了電路的線性度。然而，添加的電阻增加了電路引入了額外的噪聲，從而降低了整體噪聲性能。

三、采樣保持電路

噪聲與線性度之間的權(quán)衡也在模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）的設(shè)計中體現(xiàn)出來。圖2為中采樣保持（S/H）電路的基本框圖。

圖2

如果我們增加保持電容（CH），系統(tǒng)的帶寬以及隨之而來的噪聲就會降低。但是，這樣一來，第一個放大器就需要驅(qū)動一個更大的電容。然而，實際放大器能提供的電流是有限的。因此，當電容變大時，采樣保持（S/H）電路可能無法快速跟隨輸入信號，尤其是對于那些幅度大或頻率高的信號。

S/H電路有限的壓擺率（即電壓變化率）是制造具有優(yōu)良噪聲性能和高線性度的ADC在信號帶寬超過幾兆赫茲時變得非常困難的一個關(guān)鍵原因。

四、無線電接收器信號路徑

為了探討噪聲與線性度權(quán)衡的最后一個例子，深入探究一下無線電接收器的信號鏈。圖3是一個矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀（VNA）的參考通道和測試通道的簡化框圖。

圖三

如果在混頻器之前添加低噪聲放大器，我們可以使后續(xù)階段產(chǎn)生的噪聲相對于所需信號來說變得相對較小。這樣，接收器對LNA之后各階段的噪聲就不那么敏感了。但是，為了順利地將LNA產(chǎn)生的相對較大的信號進行下變頻，這需要混頻器具有較高的線性度。我們再次看到了熟悉的噪聲與線性度之間的權(quán)衡！

五、動態(tài)范圍的介紹

線性度是測量大信號時的關(guān)鍵限制因素。隨著輸入信號幅度的增大，實際電路的非線性特性會更加明顯，并開始產(chǎn)生不可接受的失真水平，這會降低測量的準確性。因此，為了測量更大的信號，我們需要使系統(tǒng)更加線性化。

然而，正如我們之前所看到的，線性化通常是以增加噪聲為代價的。當噪聲水平提高時，小信號可能會被淹沒在噪聲中，變得難以檢測。這使得設(shè)計一個能夠精確測量高幅度和低幅度信號的電路變得具有挑戰(zhàn)性。

為了描述電路的這一重要特性，我們引入了動態(tài)范圍這一指標。它是指系統(tǒng)能夠測量的最高幅度信號與最低幅度信號之間的差值。這一概念在圖4的示例頻譜圖中得到了直觀的展示。簡單來說，動態(tài)范圍越大，電路對信號幅度的適應(yīng)能力就越強，可以更加準確地測量不同幅度的信號。

圖4動態(tài)范圍決定了系統(tǒng)能夠測量的信號幅度的范圍。在這個范圍內(nèi)，我們可以認為電路具有可接受的線性和確定性（即輸出不是由噪聲產(chǎn)生的不可預(yù)測信號）。動態(tài)范圍是頻譜分析儀和矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀（VNA）的重要參數(shù)，我們稍后會詳細討論。在頻譜分析儀和VNA中，動態(tài)范圍的上限通常受到分析儀內(nèi)部放大器和混頻器的壓縮點的限制。圖5展示了當輸入功率接近放大器壓縮點時，典型放大器變得過度非線性的情況。圖5

六、動態(tài)范圍為什么這么重要

為了說明具有高動態(tài)范圍的重要性，我們來看一個常見應(yīng)用：測量濾波器的頻率響應(yīng)。以具有90 dB阻帶抑制的帶通濾波器為例。圖6展示了使用兩臺不同的矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀（VNA）在所選的頻率范圍內(nèi)掃描單頻正弦波輸入時得到的測量響應(yīng)。

圖6圖中左側(cè)部分的響應(yīng)是使用動態(tài)范圍較低的矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀（VNA）得到的結(jié)果。在這種情況下，VNA接收器的靈敏度約為-60 dBm。因此，在濾波器的阻帶區(qū)域，即濾波器輸出信號非常小的部分，VNA測量的是其自身的噪聲基底，而不是濾波器產(chǎn)生的信號。右側(cè)的響應(yīng)是由靈敏度為-100 dBm的VNA獲得的。這代表了更寬的動態(tài)范圍，這種改進使我們能夠正確表征濾波器的阻帶行為。請注意，在濾波器輸出功率與VNA的噪聲基底相當?shù)念l率下，跡線會變得嘈雜。在這個例子中，大信號和小信號是由測試設(shè)備在不同時間測量的——它們沒有同時應(yīng)用到VNA上。為了研究同時存在小信號和大信號時系統(tǒng)的性能，我們使用無雜散動態(tài)范圍（SFDR）。

七、定義無雜散動態(tài)范圍

即使使用單頻輸入，非線性電路也可能在輸出端產(chǎn)生不同頻率的分量（雜散）。這些雜散可能與輸入信號有諧波關(guān)系，也可能沒有，如圖7所示。

圖7

在圖7中，橙色分量是基頻分量，也就是我們期望的輸出分量。在這個例子中，基頻分量小于可測量的最大信號。但我們假設(shè)它足夠大，能產(chǎn)生多個雜散（紫色分量）。為了量化雜散的影響，我們使用無雜散動態(tài)范圍（SFDR）來看。SFDR的定義有多種，有時會令人困惑。在這里，我們將它定義為在所選的帶寬內(nèi)，期望信號幅度與最大雜散之間的差值。采用這個定義時，最大雜散幅度是以信號（或載波）水平為參考的。因此，我們用dBc（相對于載波的dB）來表示SFDR。請注意，即使在存在雜散的情況下，動態(tài)范圍仍然定義為可測量的最大信號與系統(tǒng)噪聲基底之間的差值。

八、何時使用無雜散動態(tài)范圍

讓我們設(shè)想一個場景，其中電路同時接收小信號和大信號。小信號是需要測量的信號，而大信號則是干擾信號。這種情況在我們?nèi)粘５慕邮諜C中十分常見。我們可以在圖8中看到這一點，它展示了接收機在典型信號水平下的工作情況。天線在其所選的頻率范圍內(nèi)接收到兩個信號：一個低功率的期望信號和一個高功率的帶內(nèi)阻塞信號。圖8請注意，帶內(nèi)阻塞和帶外阻塞有不同的效果。帶外阻塞通常被接收器前端的帶通濾波器充分抑制。相比之下，帶內(nèi)干擾的頻率更接近所需信號。通常，直到鏈路的末端才會將其移除。因此，圖8中的RF混頻器會將所需信號和帶內(nèi)阻塞都下變頻至中頻（IF）。在存在大功率干擾器的情況下，RF信號鏈和ADC需要測量所需的小信號。但是，高功率阻塞器可能使系統(tǒng)非線性運行，從而在非常接近所需信號的頻率處產(chǎn)生雜散。圖9顯示了非線性如何產(chǎn)生這樣的雜散（紫色部分）。

圖9如果接近所需信號的雜散足夠大，它會降低接收機的信噪比。我們需要知道接收機的無雜散動態(tài)范圍（SFDR），以確定頻譜中可能出現(xiàn)的最大雜散水平。九、選擇合適的動態(tài)范圍指標動態(tài)范圍描述了系統(tǒng)能夠測量的最高和最低幅度信號之間的差異。然而，正如我們現(xiàn)在所看到的，動態(tài)范圍僅提供了系統(tǒng)性能的有限信息。當輸入信號的幅度在系統(tǒng)的線性區(qū)域內(nèi)時，動態(tài)范圍最為有用。對于導(dǎo)致系統(tǒng)非線性運行的高功率輸入信號，我們還需要查看無雜散動態(tài)范圍。SFDR在需要同時測量大信號和小信號的應(yīng)用中特別有用。