首先，介紹一下什么是RRU。Remote Radio Unit，簡稱RRU，意為射頻拉遠單元。

射頻拉遠單元分成近端機(即無線基帶控制（Radio Server）)和遠端機(即射頻拉遠（RRU）)兩部分，二者之間通過光纖連接，其接口是基于開放式的CPRI/eCPRI。

無線通信系統(tǒng)使用射頻(RF)信號在基站和移動用戶之間傳輸數據。射頻功率放大器(PA)位于發(fā)射機內部，是連接基站到移動終端的下行鏈路的關鍵部件。功率放大器往往要么是線性的，要么是高效的，但不是兩者都是。幸運的是，如果使用數字預失真(DPD)來補償PA的非線性行為，就可以在數字發(fā)射機中使用高效的功率放大器（PA）。因此，我們從以下兩個方面，初步認識DPD。

• PA的非線性

• DPD基本原理

在了解DPD之前，先了解一下PA的非線性問題。

在數字信息的射頻傳輸中，將采樣的數據序列從數字轉換為射頻并放大，如圖1所示。數字輸入用x(k)表示，功放輸入端和輸出端射頻信號分別用xRF(t)和yRF(t)表示。對于線性系統(tǒng)，基站傳輸的大部分功率都被限制在一個分配的帶寬內，這個帶寬被稱為信道。然而，工作在接近飽和狀態(tài)下的高效功率放大器表現出一種不希望的非線性行為，產生比分配的信道寬幾倍的失真頻譜（敲黑板）。這種發(fā)射頻譜的展寬稱為頻譜再生。

圖1 帶功放（PA）的數字發(fā)射機

重點來了：輸入信號與PA非線性的相互作用會產生諧波和交調失真(IMD)。諧波是載波頻率的多項式函數，而IMD是位于載波頻率附近的數字調制的多項式函數。在大多數射頻發(fā)射機中，在功率放大器之后放置一個濾波器以限制發(fā)射帶寬。通頻帶通?？缭蕉鄠€信道:例如，在寬帶碼分多址系統(tǒng)(WCDMA)中，發(fā)射頻帶可為60MHz寬，而單個信道為5MHz寬。因此，只能依靠發(fā)射濾波器去除載波頻率的諧波，而不能去除信號調制的交調產物。后者需要使用線性化方法進行補償。一個流行的選擇是在數字基帶應用預失真。

帶外和帶內失真由與輸入信號的調制格式相關的規(guī)格來調節(jié)。帶外失真是通過進入分配信道附近的相鄰信道的失真功率來測量的。這可以被描述為相鄰信道的功率或相鄰信道的泄漏。相鄰信道功率與分配信道功率的比值稱為相鄰信道功率比(ACPR)或相鄰信道泄漏比(ACLR)。一般來說，該規(guī)范使帶外失真成為功率放大器線性度的關鍵測量指標，特別是對于基于CDMA的調制格式。

帶內失真增加了誤差矢量幅度(EVM)（阿西吧）。EVM是量化前解調信號與期望數字信號之間的均方根(RMS)差。在正交頻分復用(OFDM)系統(tǒng)中，它是一個關鍵的測量方法，特別是當單個子載波使用64QAM調制時，它會因功率放大器非線性等缺陷而降低。

為了說明IMD失真，考慮PA對高斯噪聲輸入信號的響應，高斯噪聲輸入信號是帶限的，以填充分配的信道。輸出頻譜是線性分量和幾種交調模式的和(三階和五階IMD如圖2所示)。線性分量，也被稱為載波信號，保持在分配的信道內，而失真擴展到鄰近的信道。IMD帶寬隨著多項式階數的增加而增加。然而，很大一部分失真存在于分配的信道內。

圖2 輸出頻譜包括線性信號分量，以及三階和五階交調失真(IMD)

RF發(fā)射機可以發(fā)射多個占用鄰近信道的載波信號。在這種情況下，交調失真包括來自各個載波內部的互調以及載波之間的交調分量。后者的效果是將失真擴展到更大的帶寬上，如圖3所示。

圖3 兩個載波信號x1和x2的線性和三階IMD譜

PA非線性可分為無記憶非線性和基于記憶非線性。對于前者，非線性模態(tài)僅是瞬時輸入的函數。對于后者，非線性模態(tài)還受過去輸入值的影響。PA存儲器改變產生的失真的頻率響應，并增加建模IMD所需的系數的數量。功率放大器所表現出的記憶效應對于寬帶寬輸入信號(如包含多個載波信號的信號)更容易識別。特別是，劇烈的記憶效應在Doherty放大器配置中很常見，這在蜂窩基站中很流行，因為它在接近飽和的功率水平下運行時具有很高的效率。

嗯，遇到算法問題，我們都先擺出一個模型，不管對不對。

PA的輸出被建模為輸入xRF(t)的非線性函數：

式中F_PA{}是利用可調復系數bi可控制響應的非線性函數。選擇PA模型F_PA{}的系數，通常是為了減小實際輸出y_RF(t)和模型FPA{x_RF(t)}輸出之間的差異，如圖4所示。也就是說，系數選擇使期望的平方誤差最小化:

其中E[]為期望值。什么叫期望值？趕快拿出《概率論與數理統(tǒng)計》翻一下。

請注意，通過功率放大器存在一個標稱延遲。它通常使用輸入和輸出之間非線性映射之外的大延遲進行補償，如圖4所示。

圖4 利用射頻輸入x_RF(t)的非線性函數對功率放大器的射頻輸出y_RF(t)進行建模

在功放模型方面，最簡單的是無記憶模型，它是瞬時輸入和輸出信號的非線性映射。無記憶映射的幅度分量稱為功率傳遞函數。AB類偏置放大器的功率傳遞函數如圖5所示。最顯著的特點是飽和功率，這是一個水平線，額外的輸入驅動器將不會增加輸出功率。傳遞函數的線性響應也如圖5所示。輸出幅度由PA的期望增益歸一化，用Go表示，因此線性傳遞函數具有相同的斜率。

啥？這不是模電的功放知識嗎？嗚嗚嗚~

圖5 AB類偏置功率放大器的典型功率傳遞函數和理想的線性傳遞函數

功率放大器的無記憶非線性也可以通過指定復增益作為輸入信號包絡|xRF|的函數來建模。PA的輸出變成：

其中G_PA(|x_RF|)表示PA的復增益。增益的幅值和相位分量稱為AM-AM和AM-PM曲線。由于輸入信號中的幅度調制(AM)導致功率放大器增益的幅度和相位調制(AM和PM)，這些曲線因此得名。AB類偏置放大器的AM-AM和AM-PM曲線分別如圖6和7所示。AM-AM和AM-PM曲線的線性響應在整個輸入包絡范圍內是恒定的，即|x_RF|。

圖6 AB類偏置功率放大器的AM-AM曲線

圖7 用于AB類偏置功率放大器的AM-PM曲線

可以通過對輸入和輸出的RF信號進行采樣，計算增益(G_PA=y_RF/x_RF)，并在各自的圖上標記每個坐標位置(|x_RF|，|G_PA|)或(|x_RF|，arg{G_PA})來構建AM-AM和AM-PM曲線，如圖8和圖9所示。無記憶曲線表示采樣增益的平均值，其中用于平均的積分窗口跨越水平軸|x_RF| (RF輸入包絡線)的一個小區(qū)間。

圖8 測量增益幅度和估計AM-AM曲線。AM-AM曲線是測量增益幅度的平均值。

圖9 測量相位和估計AM-PM曲線。AM-PM曲線是測量相位的平均值。

功率放大器內的記憶可以通過在無記憶非線性塊前后進行濾波和在其周圍進行反饋來建模，如圖10所示。每個濾波器都引入了與頻率相關的行為。然而，由于非線性塊的存在和乘法塊不與非線性交換的事實，它們需要單獨考慮。當非線性或記憶適中時，只使用一個濾波器塊的簡化記憶模型通常可以成功地使用。

圖10 功率放大器的記憶模型

非線性記憶也可以由一個不需要的增益調制引起，它是現在和過去包絡值的函數。這部分是由于與偏置網絡中電流相關的時間常數。與熱效應相關的較慢的增益變化可能是由于平均輸入功率和時間常數的變化與晶體管周圍熱下沉的熱耗散有關。

無記憶和記憶功率放大器模型捕獲了由輸入信號包絡|xRF(t)|的變化引起的影響。功率放大器的行為也受到緩慢變化的條件的影響，如環(huán)境溫度、載波頻率、使用的載波數量和調制方式。

對于特定的工況，非線性模型是有效的。雖然可以創(chuàng)建一個功率放大器的大模型來計算所有可能的工作條件，但在實踐中并沒有這樣做。在大多數情況下，非線性模型盡可能簡單，以滿足給定工作條件下所需的精度，并根據需要在由操作條件定義的多維空間中創(chuàng)建新的模型。

很明顯，非線性可以被建模為輸入輸出映射或功率放大器增益的變化。為PA選擇的模型通常也用于預失真函數。對于后者，它允許線性化問題被定義為增益調節(jié)，這是一個在自適應控制理論領域中研究得很好的問題。所有可用的控制理論和自適應技術可以用來進行高性能、魯棒線性化設計。功率放大器線性化的增益調節(jié)觀點要求輸出信號的輸入和線性分量在它們自己的模塊中進行時間對齊和均衡，而不是DPD模塊。

輸入輸出映射模型是比較流行的，因為它允許預失真被視為逆映射。在大多數情況下，逆映射是通過測量輸出到輸入的映射直接得到的。這是一個美妙的靜態(tài)預失真設計基于詳盡的離線實驗測量。不幸的是，逆映射中的這種簡單性具有誤導性，因為它沒有承認使用最小均方(LMS)估計技術的實時自適應系統(tǒng)的許多困難。