隨著寬禁帶器件的發(fā)展，圖騰柱PFC電路在現(xiàn)今的應用越來越廣泛，在需要雙向運行的車載OBC中，以及5G基站儲能備用電源，便攜式儲能電源等典型應用中，它是典型的前級運行拓撲。我們有必要對其進行一些基本的分析和總結(jié)，方便參考。本文主要分為如下幾個部分，對圖騰柱PFC電路進行討論。

一．傳統(tǒng)PFC的缺點及圖騰柱PFC的發(fā)展

在AC/DC系統(tǒng)中，在節(jié)能減排的驅(qū)動下，效率要求越來越高。而根據(jù)法規(guī)，75W以上的AC/DC一定要增加PFC電路，以便讓電流波形跟隨正弦電壓波形，讓電網(wǎng)看到的負載就像電阻一樣，產(chǎn)生較好的PF和THD。傳統(tǒng)有橋PFC由于跨過輸入電感的電壓極性是經(jīng)過整流的半波正弦電壓，所以極性是固定的，在控制上相對簡單，但是其電流路徑需要經(jīng)過兩個整流橋二極管，因此效率相對較低，無法適用于大功率電源的需求。

圖1 傳統(tǒng)有橋boostPFC結(jié)構(gòu)

為了解決有橋PFC的導通損耗大的問題，演變出了各種無橋PFC結(jié)構(gòu)，其中雙Boost無橋PFC是應用比較廣泛的一種。

在如下的結(jié)構(gòu)中，除了減小了整流橋造成的導通損耗之外，其主開關(guān)的驅(qū)動，由于都是對地的低邊驅(qū)動，所以相對較容易實施。

由于增加了交流電壓的續(xù)流管，DN1,DN2，所以其相應的共模干擾特性會比較好，但是，這無疑會增加電流路徑上的器件，從而降低效率和增加復雜性。

圖2 雙Boost無橋PFC結(jié)構(gòu)

而在BoostPFC的家族里面，圖騰柱PFC是器件更少的，如下圖所示，在電流路徑上只有2個半功率導體器件，其損耗必然會更小，理論上，其效率必然會更高。

圖3 圖騰柱PFC結(jié)構(gòu)

在介紹圖騰柱PFC的缺點前，我們先討論一下什么是反向恢復電流和反向恢復損耗，如下圖4所示，

當二極管正向?qū)〞r，其電流是I+,而當其截止時，二極管電流為接近0的I0，但是當二極管由導通向截止轉(zhuǎn)換時，電流不能立刻變0，而需要一定的恢復時間，在此時間內(nèi)，電流為下圖所示的負值，此部分電流分存儲時間和下降時間兩部分。反向恢復電荷越大，則反向恢復特性越差。在右側(cè)的圖上可以看到，在反向恢復時間內(nèi)，由于二極管電壓由低變高，因此會造成一定的關(guān)斷損耗，即反向恢復損耗。

圖4 反向恢復電流

由于上述原因，在很長時間內(nèi)，圖騰柱PFC一直沒有得到廣泛應用，在上圖中，假設(shè)S1,S2都是普通的硅mosfet的情況下，讓系統(tǒng)運行在CCM硬開關(guān)模式下，在AC正半周期，電感電流一直為正，S1,S2以互補模式運行，為了避免直通，二者之間留有死區(qū)。當S2關(guān)斷S1開通之前，電感電流通路是S2的體二極管，當結(jié)束死區(qū)，S1開通時，S2兩端的電壓需要立即由接近0V變到Vo，從而體二極管由導通狀態(tài)變到阻斷狀態(tài)。而傳統(tǒng)的硅mosfet的體二極管反向恢復特性是非常差的，所以，在這個過程中必然會導致比較大的反向恢復損耗，同時S2會產(chǎn)生較大的關(guān)斷振蕩電壓。當AC電壓為負時的情況類似，S1會產(chǎn)生較大的震蕩電壓及反向恢復損耗。

為了解決硬開關(guān)模式下高壓mosfet體二極管導致的這個問題，傳統(tǒng)的圖騰柱PFC多運行于CRM模式，因此限制了其工作功率范圍在較低的級別，且由于開關(guān)損耗問題不能處于較高運行頻率下。

隨著寬禁帶器件的發(fā)展，如氮化鎵GaN，及SiC碳化硅,通過在系統(tǒng)中引入兩個高頻寬禁帶器件替換原有的圖騰柱PFC中的mosfet組成的S1,S2快管，由于寬禁帶器件本身開關(guān)損耗較小，且體二極管具有接近于0的反向恢復電荷Qrr，則可以使他們很好的運行于CCM硬開關(guān)模式下，且處于較高的頻率，使得其應用范圍得到了較大的發(fā)展。

二.圖騰柱PFC的穩(wěn)態(tài)基本運行原理分析

如下圖5是基于寬禁帶器件的圖騰柱PFC的基本電路功率級結(jié)構(gòu)，其中，GaN-FETQ3和Q4和電感構(gòu)成了一個同步整流Boost電路，工作于系統(tǒng)開關(guān)頻率f_PWM下，Q1和Q2是普通的mosfet，工作于電網(wǎng)頻率下f_LINE，并聯(lián)在Q1,Q2上的肖特基二極管用于進一步改善系統(tǒng)效率。

圖5 圖騰柱PFC基本結(jié)構(gòu)

圖6 電網(wǎng)電壓正半周及負半周示意圖

當電網(wǎng)AC電壓為正時，Q4是主控制開關(guān)，其占空比為D,Q3為續(xù)流管開關(guān)，其占空比為1-D,二者的PWM驅(qū)動波形為互補模式PWM,中間留有死區(qū)，控制環(huán)路用于控制Q4的占空比D,在此階段下，慢管Q2會一直導通，且電感電流為正，在上圖中是向右。如下圖7所示，給出了在AC正半周時的電感儲能和續(xù)流路徑。

圖7 電網(wǎng)電壓正半周時的電流路徑

當電網(wǎng)AC電壓為負時，Q3為主控制開關(guān)，其占空比為D,Q4為續(xù)流管開關(guān)，其占空比為1-D,二者的PWM驅(qū)動波形依然為互補模式PWM,中間留有死區(qū)，控制環(huán)路用于控制Q3的占空比D，在此階段下，慢管Q1會一直導通，且電感電流為負，在圖8中是向左的方向。

圖8 電網(wǎng)電壓正負半周時的電流路徑

大家如果注意到，在不同的極性的AC電壓周期中，Q3和Q4的功能是發(fā)生交換的，而電感電流的方向也是發(fā)生變化的。

三.圖騰柱PFC的典型器件計算

為了計算主要器件的規(guī)格，我們做一些條件設(shè)定，輸入電壓Vin為電網(wǎng)電壓115V-230VAC(50-60Hz)，輸出電壓Vout為400VDC,功率Pout設(shè)為4kW，開關(guān)頻率fsw為100kHz，主開關(guān)的占空比為D,這里，我們通過公式及分析來計算boost電感和輸出電容的值。

一般來說，我們希望電感的紋波處在20%左右的電感峰值電流值，電感電流即系統(tǒng)輸入電流，而峰值電流在輸入電壓最低且滿載功率時發(fā)生，即110V處，根據(jù)電感工作的基本關(guān)系式，如下式，

可以推導出如下公式3，

最小電壓Vin_min為110VAC,經(jīng)計算，電感量為83uH，考慮滿載時的情況，取一定的裕量，電感設(shè)為150uH.

輸出電容的取值主要取決于PFC的Hold-Up時間Thold-up及輸出紋波電壓Vripple的大小，這里，我們假定輸出紋波電壓為10VDC,輸出電壓為400VDC,則根據(jù)電容儲能的基本公式，如下，C為電容值，Vc為電容上的電壓，

可以推導出以下公式，

同時，輸出電容還需要滿足輸出電壓紋波10V的限制，由此可得到如下公式，

我們假定輸出Hold-up時間為一個AC周期，即60Hz對應的16.6mS，則可以計算出輸出電容應該為2653uF，因此可以取5個560uF電容并聯(lián)。

四．圖騰柱PFC的啟動過程分析

由于啟動系統(tǒng)時，若直接開啟Boost，由于輸出電壓是0V,需要以大電流給電容充電，則功率器件會產(chǎn)生很大的電流應力，從而損壞開關(guān)，因此一般通過在交流側(cè)正端放置整流二極管配合慢管橋臂的體二極管實現(xiàn)對輸出容電壓的預充電，如圖9所示，在AC為正時開始啟動輸出預充電過程，則D1和Q4體二極管導通，同時為了限制充電電流應力，則通過Relay讓串聯(lián)在回路中的熱敏電阻起作用。

圖9 圖騰柱PFC的啟動電路

類似的，如果在AC為負時開啟預充電電路，則通過D2和Q3的體二極管導通進行預充電。當預充電結(jié)束后，通過Relay短路熱敏電阻。

五.CCM圖騰柱PFC的控制要點分析

A: AC電壓過零點尖峰電流

在CCM圖騰柱PFC電路中，一個典型的控制問題是AC電壓過零點切換，這會導致較大的電流尖峰。這個問題主要是由于開關(guān)的導通順序，及慢管的體二極管橋臂的反向恢復電荷，寄生輸出電容條件下，AC過零時，主開關(guān)和續(xù)流開關(guān)的突然切換角色造成，這會導致增加THD值，且使得PF值變差，其本質(zhì)上是對應慢管的寄生輸出電容Coss放電。

圖10 圖騰柱PFC功率級典型結(jié)構(gòu)

如圖10，我們再次將圖騰柱PFC典型功率電路放置在這里，我們分析兩種情況，當AC電壓從正到負切換時，及AC電壓從負到正切換時。

當AC電壓處在正半周期時，且接近AC過零點時，Q4為主開關(guān)，由于輸入電壓很小，所以其占空比會達到接近100%（Q3占空比接近0），而Q2在此半周期一直導通，當AC電壓過渡到負半周期時，Q3為主開關(guān)，由于輸入電壓很小，所以其占空比接近為100%（Q4占空比接近0），此階段Q1會由關(guān)斷變?yōu)閷?，則當Q3一導通時，Q1的寄生輸出電容Coss會很快放電，產(chǎn)生反向電感電流，因此會造成很大的過零切換的電流尖峰。

類似的，當AC電壓處在負半周期時，且接近AC過零點時，Q3為主開關(guān)，由于輸入電壓很小，所以其占空比會達到接近100%（Q4占空比接近0），而Q1在此半周期一直導通，當AC電壓過渡到正半周期時，Q4為主開關(guān)，由于輸入電壓很小，所以其占空比接近為100%（Q3占空比接近0），此階段Q2由關(guān)斷變?yōu)閷?，則當Q4導通時，Q2的寄生輸出電容Coss會很快放電，產(chǎn)生正電電感電流，因此也會造成很大的過零切換的電流尖峰。

由于在關(guān)斷狀態(tài)下，慢速橋臂的漏極電壓非常高，達到輸出電壓400V左右，因此其在大占空比下放電電流會非常大。此時由于續(xù)流管開關(guān)占空比接近0，所以不會產(chǎn)生輸出電容放電。

一般來說，推薦如下的AC過零點驅(qū)動方式，如下圖11所示，

圖11 AC過零點處的PWM時序處理

當系統(tǒng)檢測到接近過零點時（從AC負到正或者從AC正到負），則控制器關(guān)閉所有的控制開關(guān)管Q1,Q2,Q3,Q4，電感電流通過開關(guān)管的體二極管流過續(xù)流，避免噪聲對門級驅(qū)動信號的影響。當結(jié)束這部分窗口時間時（檢測到可靠過零），主開關(guān)管先進行軟起動過程，逐步增加占空比D，此時續(xù)流管通過體二極管續(xù)流，經(jīng)過若干周期后，續(xù)流管也進行逐步的軟起動。當軟起動的占空比等于閉環(huán)控制的占空比時，則結(jié)束軟起動，閉環(huán)控制起作用。

舉例來說，從AC為正向AC為負轉(zhuǎn)變時，系統(tǒng)檢測到這一窗口后，關(guān)閉Q1-Q4,當檢測到AC可靠過零后，主開關(guān)Q3開始以很小的占空比開始軟起動，在軟起動過程中，續(xù)流管Q4并未開啟，而是通過體二極管續(xù)流，此階段中，慢管Q1寄生輸出電容在主開關(guān)導通時逐漸放電，從而最終打開Q1門級，接著對續(xù)流管Q3進行軟起動，避免在續(xù)流管占空比大時造成尖峰電流。

經(jīng)過這樣去處理門級驅(qū)動時序，則可以很好的減小過零點造成的電流尖峰，提高PF值，降低THD.

B: 如何可靠的檢測AC過零點

一般情況下，如果由于噪聲使得控制器檢測到AC過零，例如從AC正到AC負，則Q3占空比從0突然就變到100%，此時由于事實上還處在AC正半周期，所以Q2還在導通狀態(tài)，所以這會導致輸出電壓Vout經(jīng)過電感直接短路到地電壓，這勢必會在電感上產(chǎn)生很大的尖峰電流，從而可能導致功率器件燒壞。

正確推薦的方式是，如圖11所示，當系統(tǒng)檢測到接近AC過零時（例如AC從正到負），就關(guān)閉所有控制開關(guān)，從而阻止了輸出電容電壓放電，當控制器真正多次檢測到AC過零后，系統(tǒng)開始對主開關(guān)Q3進行軟起動。

這樣就可以避免由于噪聲干擾導致的錯誤判斷的AC過零點，從而提前開啟主開關(guān)，從而由于輸出電容反向放電，從而產(chǎn)生很大的尖峰電流。

C: 軟起動時續(xù)流管狀態(tài)

當軟起動時，系統(tǒng)控制環(huán)路正在逐步建立，主開關(guān)占空比很小，因為續(xù)流管和主開關(guān)為互補模式，所以其占空比1-D很大，如果在主開關(guān)做軟起動時，也同時開啟續(xù)流管，且相應慢管也處于開通狀態(tài)時，則會產(chǎn)生輸出電容放電。所以，我們?nèi)鐖D11，在主開關(guān)軟起動時，將續(xù)流管開關(guān)設(shè)置為關(guān)閉狀態(tài)，經(jīng)過若干周期后，主開關(guān)的占空比也變大了，續(xù)流管也開始軟起動，因此可以避免續(xù)流管大占空比1-D導致輸出電容電壓放電。

D: 參考電壓及控制環(huán)路極性的問題

在圖騰柱PFC電路中，由于根據(jù)所處的AC電壓極性不同，其采樣電流方向也不會相同，一般通過傳感器件獲得電感電流波形，如圖12，由于處理器比較方便處理正電壓，所以在采樣電流上疊加一個直流偏置電壓DCoffset，這和傳統(tǒng)PFC的采樣電流波形是不同的，傳統(tǒng)PFC采樣波形由于存在整流橋，采樣電流是正向的電流，且不需要疊加直流分量。

圖12 圖騰柱PFC的雙向AC電流采樣波形

當處在正AC周期中時，可以像傳統(tǒng)PFC一樣得到電流參考，但是需要疊加相應的直流偏置，如下式所示，作為電流環(huán)的參考信號，

從而，電流環(huán)誤差就由參考減去反饋得到，如下式所示，

當處在負AC電壓周期中時，參考電壓從圖12上得知，由下式?jīng)Q定，

因為反饋信號是反比于真實電流信號的，也就是說，反饋信號越大，則對應采樣的電流信號越小，所以在負AC周期的電流環(huán)中，需要將控制極性翻轉(zhuǎn)一下，如下式所示，

這樣處理之后，參考電壓就可以滿足整個AC周期的控制要求。

E: 輸入電壓突然下掉造成的問題

當圖騰柱PFC電路正在運行中，輸入電壓突然發(fā)生下掉，此時由于系統(tǒng)不能立即檢測到電壓下掉這個事情發(fā)生，因此會造成一系列的問題。舉一個最差的情況，當輸入電壓處在峰值時，此時主開關(guān)占空比最小，而續(xù)流管占空比1-D最大，當電壓下掉時（以AC為正時為例），輸出電容電壓通過續(xù)流管Q3向電感側(cè)進行反向放電，注意此時Q2是一直導通的，所以這個放電會產(chǎn)生一些嚴重的問題。首先，輸出電壓放電會導致無法滿足Hold-Up時間要求，其次，反向放電會造成較大的尖峰電流。

所以，在控制上需要對輸入電壓下掉進行快速檢測，或者通過對反向電流進行檢測，從而捕獲這一事件，當系統(tǒng)知道這一事件后，就可以做出一些措施。

大家可以注意一下，當處在正半周AC電壓時，正常電流是從電感流向輸出側(cè)，發(fā)生輸出電容放電時電流從輸出側(cè)流向電感側(cè)。而處在負半周AC電壓時，正常電流是從輸出側(cè)流向電感側(cè)，則發(fā)生輸出電容放電時，反向電流是從電感側(cè)流向輸出側(cè)。所以，通過檢測和正常電流不同方向的電流尖峰就可以捕獲這一特殊事件。

當檢測到這一事件后，一般推薦將所有開關(guān)全部關(guān)閉，以此避免上述兩個問題的出現(xiàn)，尤其是輸出電容放電。

F: 電壓下掉恢復后的處理

對于傳統(tǒng)的PFC電路，當檢測到電壓下掉恢復后，在任何時刻重新開啟控制開關(guān)都是可以的，但是在圖騰柱PFC電路中，這一點有些不同。舉一個極端的例子，當輸入電壓在峰值時恢復了（以正AC峰值為例），則主控管Q4的穩(wěn)態(tài)占空比達到最小，而續(xù)流管Q3的占空比1-D達到最大，此時若開啟續(xù)流管，則又面臨輸出電容的放電大電流尖峰出現(xiàn)。所以一般的，推薦以一個像AC輸入電壓過零時一樣的固定的方式重新恢復電路控制開關(guān)的導通，比如，在過零處恢復電路，并且首先開啟主開關(guān)，進行主開關(guān)的軟起動控制，這樣就可以避免隨機恢復電路造成的輸出電容放電電流尖峰。

以上，我們首先通過分析圖騰柱PFC電路的發(fā)展，接著分析了圖騰柱PFC在CCM模式的基本運行原理及主要無源器件輸入電感和輸出電容計算，最后討論了若干CCM模式圖騰柱PFC控制中的一些要點，通過本文可以對圖騰柱PFC的一些主要問題做一些基本參考。