MCP16331, MCP16301, MCP16311, MCP16361等DC/DC變換器是常見的簡單封裝的DC/DC變換器，并且通過了車規(guī)AECQ100認證測試，在嵌入式設計，或者大功率DC/DC變換器中，使用的比較多，多數(shù)作為輔助電源使用。這里，我們以MCP16331為例，通過本文探討一下DC/DC變換器的動態(tài)響應和小信號Bode圖之間的關系，并且采用前饋電容優(yōu)化動態(tài)響應，以方便在使用中適當優(yōu)化。

一.MCP16311的簡單介紹

圖1 MCP16311典型特性1

圖2MCP16331典型特性2

在圖1，圖2中，我們列出了規(guī)格書中描述的一些基本特性，簡單來說，它是一個固定頻率的，峰值電流模式控制的DC/DC變換器，輸入耐壓高達50V,全范圍輸入電壓最小輸出電流為500mA，體積非常小。

圖3 典型封裝

圖3給出了典型的封裝為TDFN-8的2*3mm或者SOT-23-6的封裝，這是相對比較小的封裝。

圖4 典型輸出電壓3.3V時的參考原理圖

在圖4給出了輸出電壓為3.3V時的原理圖，這里注意EN是可以懸空的，因為有內部上拉電阻。

圖5 典型輸出電壓5V時的參考原理圖

輸出為5V時的參考原理圖如圖5所示，它和3.3V輸出的差異就是輸出分壓電阻的差異，以及功率輸出電感的差異。

圖6 輸出反饋電壓電氣規(guī)格

圖7 輸出電壓分壓電阻計算方法

電氣規(guī)格上顯示，輸出反饋參考電壓為0.8V,所以可以根據(jù)此電壓和分壓電阻計算輸出電壓，如圖7所示。

其它特性我們就不一一分析了，請參考規(guī)格書上的詳細內容。

MCP16331Data Sheet (microchip.com)

二.MCP16331動態(tài)特性及小信號仿真

圖8 動態(tài)電流源波形負載設置

我們采用動態(tài)電流源波形產(chǎn)生器設置負載電流動態(tài)條件，如圖8所示。

圖9 動態(tài)電流源的菜單選擇

在如圖9所示的菜單中，調出動態(tài)電流源波形產(chǎn)生器。

由此，得到仿真原理圖，如圖10所示，其中最右側就是我們加的動態(tài)負載電流源。

圖10 動態(tài)及小信號仿真原理圖

圖11 從100-500mA負載動態(tài)輸出波形

我們設置0-400mA變化的負載電流,本身設置了100mA的穩(wěn)定負載，所以電流變化范圍是100-500mA。我們可以測出輸出電壓在電流加載時變?yōu)樽钚≈?/span>3.25V,電流減載時變?yōu)?/span>3.43V,平均值輸出電壓為3.34V,可知最大電壓偏移為90mV，如圖11所示。

這個動態(tài)偏移量有點大，那么，如何進一步改善負載的瞬態(tài)響應呢？

圖12 MCP16331內部控制框圖

從內部控制框圖來看，環(huán)路補償器是內置的，所以無法直接調整零極點的值，所以只能從外圍電路上去做改動，如圖12為MCP16331內部框圖。

圖13 改進后的仿真原理圖

從圖13來看，我們在輸出上分壓電阻上加了一個并聯(lián)電容1nF，我們稱之為前饋電容，通過這個電容來提升帶寬，并保持較好的相位裕量。

圖14 加前饋電容后的動態(tài)仿真結果

通過圖14，我們看出，實線為加了前饋電容后的動態(tài)仿真結果，過沖幅值減小了很多，說明改善了系統(tǒng)動態(tài)響應。從具體測量值來看，輸出電壓最大值為3.39V,輸出電壓最小值為3.30V,輸出電壓平均值為3.34V,則最大輸出電壓偏移為50mV，顯然得到了優(yōu)化。

圖15 加前饋電容后的響應時間

從圖15上看，增加前饋電容后，響應時間變?yōu)?/span>30us。

圖16 加前饋電容前的響應時間

而從圖16上看，加前饋電容前的響應時間基本和加前饋電容后差別不大，加前饋電容稍有一些變快的影響。

圖17 加前饋電容前的環(huán)路Bode圖

從未加前饋電容的環(huán)路Bode圖來看，其穿越頻率為11.96k，相位裕量為45C,基本上滿足穩(wěn)定性需要。

圖18 加前饋電容后的環(huán)路Bode圖

增加前饋電容后，增益穿越頻率變?yōu)?/span>33k，相位裕量為85C,可以看出在中頻段增益和相位被有效抬起來了，如圖18所示。

三.前饋電容改善環(huán)路動態(tài)響應的理論分析

為什么通過前饋電容可以提升相位裕度和帶寬呢？我們來進行頻域分析，揭開它的原因。

圖19 加前饋電容的仿真原理圖

將加前饋電容的仿真原理圖放到這里，我們按照圖示所定義的參數(shù)進行頻域計算，首先推導出其傳遞函數(shù)。

圖20 前饋電容計算阻容網(wǎng)絡定義

圖21 輸出網(wǎng)絡傳遞函數(shù)

我們分別定義了不帶前饋電容的傳遞函數(shù)G1(s)，和帶前饋電容的傳遞函數(shù)G2(s)，方便二者對比Bode圖，如圖21所示，同時在圖22中給出了推導出的標準的傳遞函數(shù)形式。

圖22 帶前饋后標準的輸出網(wǎng)絡傳遞函數(shù)

圖23 零極點轉折頻率

根據(jù)定義的前饋電容，我們得知輸出網(wǎng)絡的零點頻率為5.037k，極點頻率為20.95k，目前的不帶前饋電容的環(huán)路穿越頻率，根據(jù)前述仿真結果為12k，落在這個零點和極點范圍內（如果沒有落在這個范圍，可以調整前饋電容達到），根據(jù)零極點的基本特性，相位的最大值在零點和極點之間，所以改善后的環(huán)路相位和穿越頻率會有一定的提升。

圖24 直流增益及加前饋后最大相位點計算

經(jīng)過計算，原始的不帶前饋的直流增益為-12db，當然，改善后的網(wǎng)絡直流增益也是如此，說明，對于DC信號或者低頻信號，輸出網(wǎng)絡是衰減的。計算出的改善后網(wǎng)絡的相位最大值在10.27k，這個和前述仿真結果的穿越頻率接近。

圖25 加前饋電容前后的增益曲線

從增益曲線上看，通過加前饋電容，原始輸出網(wǎng)絡的增益在中高頻段整體向上抬了12db，很明顯，在100k以上的高頻段，輸出分壓網(wǎng)絡的增益由于加了前饋電容，變?yōu)?/span>0，也就是說輸出干擾小信號直接經(jīng)過前饋電容到反饋端，輸入給控制網(wǎng)絡，所以瞬態(tài)響應會比原來變快，這也就是第二部分，我們看到加了前饋電容后動態(tài)特性變好的原因。

圖26 加前饋電容后的相位曲線

通過觀察相位曲線，在所計算的最大相位處，約為10k左右，相位有一個大的提升，而低頻段相位沒什么變化，高頻段也由于極點和零點的抵消作用，相位為0，這樣就可以對前饋電容的好處有了比較好的理解。

當然，我們可以根據(jù)系統(tǒng)對相位裕量的需要，微調前饋電容的值，以此調整最大相位點頻率，以達到滿足設計需求，這里我們不再做過多討論，可參考圖27，相位裕量為20-45C之間時，階躍動態(tài)響應會產(chǎn)生震蕩，而在70C以上時，就很少有震蕩了。所以需要將相位裕量調整到合適的值。

圖27 相位裕量對動態(tài)響應的影響

總結，以上我們通過在SIMPLIS中仿真MCP16331的動態(tài)響應，及小信號Bode圖，詳細了解了其動態(tài)指標，通過前饋電容的優(yōu)化，提升了相位裕度和帶寬，以此減小動態(tài)過沖電壓。最后通過計算，在頻域理論上分析了前饋電容對小信號傳遞函數(shù)的影響。