在磚塊電源中，由于輸入電壓相對(duì)較低，所以比較適合用硬開(kāi)關(guān)電路實(shí)施，同時(shí)由于全橋電路工作效率高，在一些較大功率的產(chǎn)品中應(yīng)用比較廣泛，本文我們重點(diǎn)討論一下其PWM驅(qū)動(dòng)波形的設(shè)計(jì)。

一.基本的全橋硬開(kāi)關(guān)電路的原理及驅(qū)動(dòng)分析

圖1 全橋硬開(kāi)關(guān)電路的功率級(jí)電路

我們所討論的全橋硬開(kāi)關(guān)電路如圖1所示，原邊采用四個(gè)MOSFET形成一個(gè)全橋，分別由兩個(gè)半橋組成，半橋的兩個(gè)開(kāi)關(guān)節(jié)點(diǎn)分別接到變壓器的兩端，變壓器副邊采用中心抽頭的結(jié)構(gòu)，中心抽頭接輸出電感，另外兩端分別接同步整流MOSFET接到GND.此電路通過(guò)調(diào)整原邊全橋MOSFET的占空比來(lái)達(dá)到控制和調(diào)整輸出電壓的目的。注意，變壓器的存在是由于考慮系統(tǒng)安全和相關(guān)的法規(guī)需要，這種拓?fù)浞Q(chēng)之為隔離變換器拓?fù)洹?/span>

圖2 基本的全橋硬開(kāi)關(guān)同步整流電路驅(qū)動(dòng)波形

基本的PWM驅(qū)動(dòng)波形如圖2，所示，Q1和Q4作為一組對(duì)角MOSFET同時(shí)導(dǎo)通，Q2和Q3作為另一組對(duì)角MOSFET同時(shí)導(dǎo)通。VPRI為變壓器的原邊電壓，IPRI為變壓器原邊的電流，Q5,Q6分別為副邊同步整流的兩個(gè)MOSFET.接下來(lái)，我們?cè)敿?xì)分析一下各個(gè)狀態(tài)的工作特性。

在圖2中，T0-T1階段，這是原邊Q1和Q4導(dǎo)通的階段，輸入電壓VIN加到了變壓器原邊，且上正下負(fù)，此階段輸入能量向副邊傳遞，輸入電流IPRI流過(guò)Q1和Q4及變壓器原邊，且線(xiàn)性上升，根據(jù)變壓器極性，副邊同步整流MOSFET Q5導(dǎo)通。在此階段中原邊電流斜率取決于輸入電壓，變壓器磁化電感及匝比，輸出電感等。

T1-T2階段，這是原邊Q1和Q4關(guān)斷的階段，此時(shí)Q2和Q3還沒(méi)有導(dǎo)通，因此這時(shí)原邊全橋四個(gè)開(kāi)關(guān)都沒(méi)有開(kāi)通，變壓器原邊的電壓為0，這個(gè)死區(qū)的存在避免了全橋電路中上下管同時(shí)導(dǎo)通。一般情況下，在這段死區(qū)中，副邊同步整流MOSFET都不開(kāi)通，副邊輸出電感電流會(huì)由于續(xù)流的需求讓兩個(gè)MOSFET的體二極管都流過(guò)一半的電感電流而續(xù)流。

在閉環(huán)控制中，T1-T2的死區(qū)時(shí)間長(zhǎng)度，隨著輸入電壓VIN的增加而增加,效率會(huì)有所降低。

T2-T3階段，這是原邊另一組對(duì)角的MOSFET導(dǎo)通，即Q2和Q3導(dǎo)通階段，加在變壓器原邊的電壓變?yōu)橄抡县?fù)了，此階段變壓器原邊的電流IPRI先減小變?yōu)樨?fù)的，然后再線(xiàn)性上升。所以，在此階段中，變壓器需要向副邊傳遞能量，根據(jù)變壓器極性，副邊同步整流中需要Q6導(dǎo)通。

由于在對(duì)角MOSFET的開(kāi)通關(guān)斷過(guò)程中，同時(shí)存在電壓和電流，所以會(huì)造成開(kāi)關(guān)損耗，我們稱(chēng)之為硬開(kāi)關(guān)電路。

T3-T4階段，這是一個(gè)Q2和Q3關(guān)斷，但是Q1和Q4還沒(méi)有導(dǎo)通的死區(qū)階段，我們便不再詳述，這和T1到T2階段類(lèi)似，同樣是變壓器原邊電壓為0，副邊同步整流管電流流過(guò)體二極管的續(xù)流階段。

在上述分析中，同步整流的MOSFET的導(dǎo)通和關(guān)斷完全和原邊的對(duì)角MOSFET同步且一致，這種配置相對(duì)較簡(jiǎn)單，但是由于副邊續(xù)流電感電流流過(guò)同步整流MOSFET的體二極管，因此損耗較大。

二.硬開(kāi)關(guān)全橋同步整流電路PWM驅(qū)動(dòng)優(yōu)化

在采用數(shù)字化的控制芯片后，PWM配置相對(duì)比較靈活，可以通過(guò)軟件對(duì)PWM驅(qū)動(dòng)波形的合理配置，提高系統(tǒng)的整體效率。

我們仔細(xì)分析，兩組對(duì)角MOSFET之間的死區(qū)，是由于不希望上下橋臂的MOSFET同時(shí)導(dǎo)通，以導(dǎo)致輸入電壓短路，但是由于在死區(qū)時(shí)間內(nèi)，副邊電感續(xù)流電流通過(guò)副邊MOSFET的體二極管，效率受到較大損失，所以需要合理控制同步整流MOSFET的驅(qū)動(dòng)波形，讓它盡可能的導(dǎo)通。與此同時(shí)，也要注意原邊向副邊傳遞能量時(shí)，變壓器副邊不要短路，因此在原邊導(dǎo)通PWM信號(hào)和副邊續(xù)流PWM驅(qū)動(dòng)脈沖信號(hào)保持一定的死區(qū)即可。

圖3 優(yōu)化的全橋硬開(kāi)關(guān)PWM驅(qū)動(dòng)波形

優(yōu)化后的驅(qū)動(dòng)波形，如圖3所示，副邊同步整流MOSFET的驅(qū)動(dòng)脈沖可以重疊，在重疊階段，副邊兩個(gè)MOSFET都在導(dǎo)通，可以避免電感續(xù)流電流流過(guò)體二極管，導(dǎo)致較大的損耗。同時(shí)，在以上的驅(qū)動(dòng)波形配置中，對(duì)副邊同步整流MOSFET的驅(qū)動(dòng)脈沖和原邊導(dǎo)通MOSFET之間留有一定的小的死區(qū)，確保變壓器不會(huì)短路，即原邊向副邊傳遞能量時(shí)，不會(huì)出現(xiàn)副邊兩個(gè)MOSFET都導(dǎo)通的情況。

在以上配置中，當(dāng)處在副邊MOSFET共同導(dǎo)通給電感續(xù)流的階段時(shí)，電感電流的一半流過(guò)副邊MOSFET，相比流過(guò)體二極管壓降變小很多，可以很好的改善效率。

基于上述分析，原邊Q1/Q4和副邊的Q6設(shè)置為互補(bǔ)模式PWM輸出，Q2/Q3和副邊的Q5設(shè)為互補(bǔ)模式，設(shè)置相應(yīng)的死區(qū)即可。原邊的Q1/Q4及Q2/Q3兩個(gè)PWM信號(hào)設(shè)置為錯(cuò)相180C即可，閉環(huán)控制調(diào)整原邊兩組PWM的占空比Q1/Q4,Q2/Q3即可完成輸出電壓調(diào)整，此處Q1/Q4同時(shí)導(dǎo)通，Q2/Q3同時(shí)導(dǎo)通，且Q1/Q4和Q2/Q3的占空比相同。

即在Q1/Q4的開(kāi)關(guān)周期一半時(shí)，觸發(fā)Q2/Q3的PWM產(chǎn)生。后續(xù)我們將討論PWM I/O輸出模式的具體配置方式。

總結(jié)，討論硬開(kāi)關(guān)全橋的PWM基本配置，和基于改善效率角度的PWM優(yōu)化配置方式，對(duì)副邊同步整流PWM驅(qū)動(dòng)波形做了優(yōu)化，且對(duì)硬開(kāi)關(guān)全橋同步整流的基本工作原理做了一定介紹。