根據(jù)相關(guān)文獻(xiàn)參考，三相維也納PFC的EMI濾波器設(shè)計(jì)，采用兩級EMI 濾波器結(jié)構(gòu)，拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖11所示。

人工中性點(diǎn)與輸出中點(diǎn)之間通過連接CFB 來減少 CM 發(fā)射。這個方法經(jīng)過擴(kuò)展，通過在反饋路徑中添加阻尼電阻來增加系統(tǒng)相位裕度并提高穩(wěn)定性。等效電路 CM 濾波器如圖 12 所示。

假設(shè)電網(wǎng)阻抗為零，并且輸出中點(diǎn)和地面之間的寄生電容被忽略。與LCM相比，差模電感可以忽略不計(jì)，類似的，CDM 可以忽略不計(jì)。中點(diǎn)電壓VM 至共模電壓VCM的傳遞函數(shù)如式(12) 所示。

基于等效電路推導(dǎo)，熟悉控制原理的朋友通過上述公式很容易可以看出，阻尼電阻器RFB和反饋電容CFB二者在系統(tǒng)中將引入一個零點(diǎn)，經(jīng)過適當(dāng)調(diào)整的零點(diǎn)可以增加相位裕量并提高穩(wěn)定性。另外，因?yàn)楣材ｋ娏鞣浅Ｐ。瑹o法很容易的檢測，很難用有源阻尼的方法來改善 穩(wěn)定性。在本文提出的20kW維也納整流器中， LCM = 0.81mH，CFB = 0.47 uF 且 RFB = 20ohm 。具有和沒有阻尼電阻的波特圖對比如圖13所示，通過阻尼電阻將相位裕度增加至24C，此時開關(guān)頻率下的環(huán)路增益會降低。因此，這是閉環(huán)系統(tǒng)中穩(wěn)定性和衰減增益之間無處不在的權(quán)衡。

通過上述bode圖可以看出，經(jīng)過添加阻尼之后的增益曲線增益變得比較平緩，而相位變化也比較緩慢，這對于提高穩(wěn)定性來說非常有幫助。

為了避免 CM 扼流圈飽和，反饋環(huán)路阻抗必須足夠大，中點(diǎn)電流iCM 到共模電壓 VCM 的傳遞函數(shù)表達(dá)式為(13)，波特圖如圖14所示。

因?yàn)榈皖l時電容阻抗很大，如果CFB保持相同的值的話，阻尼電阻對低頻環(huán)路基本無影響，這一點(diǎn)從bode圖上也可以看出來1kHz以內(nèi)的曲線不管是否施加了阻尼電阻，曲線都是重疊的形式，在電路形式上也很容易分析，高頻時電容阻抗較小，阻尼電阻對特性阻抗影響較大。

從圖 14 可以看出，環(huán)路阻抗大小由低頻時的反饋電容決定，為避免CM扼流圈低頻飽和 ，電容器的選擇基于飽和電流限制。對于在設(shè)計(jì)中的共模扼流圈T60405-S6123-X240，反饋電容 根據(jù)（14）選擇，

同樣，環(huán)路阻抗由高頻下共模電感決定，共模扼流圈最大磁化電感計(jì)算公式為（15）。

在大功率電源應(yīng)用下，CM共模扼流圈的另一個設(shè)計(jì)考慮因素是熱要求?；诜抡?，21kW運(yùn)行情況下共模電感電流的RMS值為0.2A ,共模扼流圈的損耗為 計(jì)算公式為(16)。

其中，等效磁芯損耗電阻Rm為，

另外，銅損如18所示，

實(shí)際上， CM扼流圈的損耗有時甚至比升壓電感還要大，所以很有必要考慮散熱問題。根據(jù)共模扼流圈的熱阻抗仿真的溫升在自然冷卻條件下是可以接受的。實(shí)驗(yàn)測試也驗(yàn)證了該設(shè)計(jì)。差模 (DM) 電感器的設(shè)計(jì)是 與升壓電感相同。根據(jù)相關(guān)文獻(xiàn)，EMI濾波器的轉(zhuǎn)角頻率由EMI參考的標(biāo)準(zhǔn)決定。 根據(jù)轉(zhuǎn)角頻率， EMI濾波器的CM 和 DM 電容器可以進(jìn)行相應(yīng)選擇。

提上對三相維也納PFC的EMI濾波器結(jié)構(gòu)，濾波器等效電路，共?；芈贩€(wěn)定性，反饋參數(shù)設(shè)計(jì)，共模電感損耗，共模電容的選擇等做了一定的討論。