1、 引言

為減少辦公自動化設備、計算機和家用電器等內(nèi)部開關電源對電網(wǎng)的污染，國際電工委員會和一些國家與地區(qū)推出了IEC1000-3-2和EN61000-3-2等標準，對電流諧波作出了限量規(guī)定。為滿足輸入電流諧波限制要求，最有效的技術手段就有源功率因數(shù)校正（有源PFC）。

目前被廣為采用的有源PFC技術是兩級方案，即有源PFC升壓變換器+DC-DC變換器，如圖1所示。

兩級PFC變換器使用兩個開關（通常為MOSFET）和兩個控制器，即一個功率因數(shù)控制器和一個PWM控制器。只有在采用PFC/PWM組合控制器IC時，才能使用一個控制器，但仍需用兩個開關。兩級PFC在技術上十分成熟，早已獲得廣泛應用，但該方案存在電路拓撲復雜和成本較高等缺點。

單級PFC AC-DC變換器中的PFC級和DC-DC級共用一個開關管和采用PWM方式的一套控制電路，同時實現(xiàn)功率因數(shù)校正和對輸出電壓的調(diào)節(jié)。

2、 單級PFC變換器基本電路拓撲

2.1單級PFC變換器基本電路

單級PFC變換器通常由升壓型PFC級和DC-DC變換器組合而成。其中的DC-DC變換器又分為正激式和反激式兩種類型。圖2所示為基本的單級隔離型正激式升壓PFC電路。兩部分電路共用一個開關（Q1），通過二極管D1的電流為儲能電容C1充電，D2在Q1關斷時防止電流倒流。通過控制Q1的通斷，電路同時完成對AC輸入電流的整形和對輸出電壓的調(diào)節(jié)。

 

由于全波橋式整流電路輸入連接AC供電線路，瞬時輸入功率是隨時變化的，欲得到穩(wěn)定的功率輸出，要依靠儲能電容實現(xiàn)功率平衡。對于DC-DC變換器，通常在連續(xù)模式（CCM）下工作，占空因數(shù)不隨負載變化。而全橋整流輸出電壓與負載大小無關，當負載減輕時，輸出功率減小，但PFC級輸入功率同重載時一樣，使充入C1的能量等于從C1抽取的能量，引起直流總線電壓明顯上升，C1上的電壓應力往往達1000V以上，對開關器件的耐壓要求非常高。由于開關器件的電壓高，電流應力大，開關損耗大，并且功率從輸入到輸出要經(jīng)兩次變換，故效率低。

2.2改進型單級PFC變換器電路

為降低儲能電容上的高壓和變換器效率，必須對圖2所示的單級PFC基本電路拓撲進行改進。

一種用變壓器雙線組實現(xiàn)負反饋的單級PFC變換器電路如圖3所示。N1和N2繞組為變壓器T1的耦合繞組。

當開關Q1導通時，電壓VC1施加到T1初級繞組。當經(jīng)整的電壓大于N1上的電壓時，升壓電感器L1上才會有電流通過。當Q1截止時，加在L1上的反向電壓為VC1與N2上的電壓VN2之和減去輸入電壓。N1和N2兩個耦合線圈的加入，提供了負反饋電壓，減輕了C1上的電壓應力，提高了效率。但是，加入N1和N2后，會降低功率因數(shù)，增加電流諧波含量。如果在D2與N1之間加入一個電感，使輸入電流工作在CCM，C1上的電壓還可以降低。在圖3中。要求N1+N2。

圖4示出了帶低頻輔助開關的CCM單級PFC變換器電路。Q1為主開關，Q2為輔助開關。在輸入電流過零附近，Q2導通，使附加繞組N1短路，當輸入電壓大于某一值時，Q2關斷。由于Q2在輸入電壓很小時才會導通，其余的時間阻斷，流過Q2的電流很小，Q2的功率損耗也就很小。這種電路拓撲與圖3電路比較，減小了輸入電流的諧波含量，提高了功率因數(shù)和效率，降低了電容(C1)上的電壓。

圖5所示為帶有源鉗位和軟開關的單級隔離式PFC變換器電路。圖中，Q1為主開關，Q2為 開關，C1為儲能開關，C2為鉗位電容，Cr為Q1、Q2和電路中寄生電容之和。電路的升壓級工作在DCM，從而保證有較高的功率因數(shù)。反激式變換器級設計工作在CCM，從而避免了產(chǎn)生較高的電流應力。電路采用有源鉗位和軟開關技術來限制開關MOSFET的電壓應力。存儲在變壓器漏感中的再生能量，為主開關Q1和輔助開關Q2提供了軟開關條件，從而減少了開關損耗，提高了變換器效率。Q1和Q2采用同一控制電路和驅動電路，從而使拓撲結構簡化。

3、 基于Flyboost模塊的單級PFC AC-DC變換器

基于Flyboost模塊的單級PFC AC-DC變換器電路如圖6所示。該變換器建立在反激式升壓拓撲基礎上，工作狀態(tài)分反激式變壓器狀態(tài)和升壓狀態(tài)兩個工作狀態(tài)。若Vin(t)為Ac輸入電壓的瞬時值，Vc1為儲能電容C1上的電壓，n為變壓器T1的電壓比，在反激式變壓器狀態(tài)的一個開關周期內(nèi)，當開關Q1導通時，T1被充電，儲存能量；當Q1截止時，由于(Vin(t))<(Vc1-nVo)，D6不能導通，儲存在T1中的能量全部傳送到輸出端。在這種工作狀態(tài)，全橋整流輸出端的變換器輸入電流lin波形為直角三角形，平均輸入電流lin(avg)為：

      （1）

在升壓電感狀態(tài)，當時，T1相當于一個升壓電感。在一個開關周期內(nèi)，當Q1導通時，T1初級繞組電感LP經(jīng)D5充電儲能；當Q1關斷時，D6導通，在LP中的儲能向C1放電，工作情況與一般升壓電感型單級PFC變換器相同。在此狀態(tài)下，平均輸入電流可表示為：

      （2）

式中，D為開關占空比，Ts為開關周期。

從式（1）和（2）可知，在兩種工作狀態(tài)下，平均輸入電流均與輸入電壓成正比，從而實現(xiàn)功率因數(shù)校正。C1上的電壓被鉗位在（Vin(peak)+n·Vo）電平上，通常不超過400V。此電路拓撲的功率因數(shù)一般可達0.95以上，效率超過80%。

4、 基于：iW2202的數(shù)字單級PFC電路

圖7所示為基于數(shù)字控制器IW2202的單級PFC變換器電路。IW2202采用了脈沖串(pulseTainTM)專有技術和實時波形分析及智能跳越(SmartSkip)技術。IW2202集成了單級PFC變換器控制功能。

圖7所示的電路橋式整流后邊拓撲，為PFC升壓與反激式整流器相結合/能量儲存/DC-DC(Boost integrated with Flyback Rectifier/Energy Storage/DC-DC,簡寫為BIFRED)拓撲，利用不連續(xù)模式（DCM）升壓變換器實現(xiàn)功率因數(shù)校正。變壓器初級繞組(WP)串聯(lián)的儲能電容C1，用作驅動反激式變換器。電路的工作原理如下：

當開關Q1導通時，來自AC線路的能量被儲存在升壓電感器L1中。與此同時，來自C1的能量被儲存在反激式變換器T1的初級繞組中。

當Q1關斷時，在T1初級儲存的能量傳送到輸出。同時，在升壓電感器L1中的能量傳輸?shù)诫娙軨1，對C1進行充電。

在AC線路輸入的半周期內(nèi)，兩個電感器(L1和LP)儲存的能量平均值相等，從而上使C1上的電壓保持不變。用iw2202作為控制器，解決了儲能電容上電壓應力過高的問題。在通常情況下，C1上的電壓不會超過400V，從而C1可選用400V的標準電容器?；趇w2202的全數(shù)字SMPS，可以實現(xiàn)單位功率因數(shù)（即PF=1）和小于5%的總諧波失真（THD）。

5、 結束語

單級PFC變換器電路簡單，但PFC和對輸入電流諧波抑制的效果不如兩級PFC變換器?；谌珨?shù)字控制器iw2202的單級全數(shù)字PFC變換器，可以實現(xiàn)接近于1的功率因數(shù)，輸入電流達到低失真指標，滿足IEC1000-3-2規(guī)定限值。