1、輸入整流濾波單元

本設計電源的輸入電壓是50Hz交流電壓85～265Vac，需要整流成直流再參與變換。最簡單的方法是整流橋整流，50Hz交流電壓經過全波整流后變成脈動直流電壓，再通過輸入濾波電容得到直流高壓。

1)整流橋的選擇

整流橋的主要參數有反向峰值電壓VRR(V)，正向壓降VF(V)，平均整流電流IF(A)，正向峰值浪涌電流IFSM(A)，最大反向漏電流IRM(μA)。

整流橋的反向擊穿電壓VRM應滿足下式要求：

VRM>1.25*1.4Vinmax 即1.25*1.4*265=450 V

應選耐壓600V的整流橋

整流橋額定的有效值電流為IF，應當使IF≥3IRMS。計算IRMS的公式如下：

IRMS= Is= P/η/Vs=2.5/0.75/110=30.3 mA

實際選用lA、600V的整流橋，以留出一定余量。

2)輸入濾波電容器的選擇

鋁電解電容器的額定電壓的1.3倍作為電容器的浪涌電壓，工作電壓高于160V時，是額定工作電壓+50V作為浪涌電壓，這是生產廠家保證的電壓，可以允許在短時間內承受此電壓。電容器處于浪涌電壓時，電流會很大，如果時間太長，會爆開。 所以鋁電容器應該選用額定電壓稍高的，實際工作電壓為標稱額定電壓的70~80%為宜，所以選用額定電壓值為400V的鋁電解電容。

由于模塊電源體積的限制，在85～265Vac的輸入范圍內，前級儲能鋁電解電容的容值一般選取2倍于輸出功率的值，即2.5*2=5，綜上，鋁電解電容的取值以4.7μF/400V為宜。

2、功率變壓器的設計

1) 考慮到2.5W的輸出功率實際很小，還有模塊電源的體積限制。選擇截面積足夠而體積盡可能小的EPC13(Ae=12.5mm2)的鐵氧體磁芯來完成功率的轉換。

2) 計算ton

原邊繞組開關管的最大導通時間對應在最低輸出電壓和最大負載時發(fā)生。 設D=ton/Ts=0.45

有：Ts=1/f=1*106/66*103=15.2 μs

ton =D* Ts =0.45*15.2=6.84 μs

3) 計算最低直流輸入電壓

設電源在最低電壓時輸出最大負載，計算輸入端的直流電壓。對于單項交流整流用電容濾波，直流電壓不會超過交流電壓有效值的1.4倍也不小于1.2倍?，F(xiàn)取1.3倍。

即：Vs=85*1.3=110 V

4) 選擇工作時的磁通密度值

已知EPC13的中心柱磁路的有效面積Ae=12.5mm2，飽和磁感應強度在100℃時是390mT，則65%的飽和值：

△Bac=390*0.65=250 mT。

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5) 計算原邊匝數

因為變壓器輸入電壓是一個方波，一個導通期間的伏秒值與原邊匝數關系：

Np=Vs *ton/ (△Bac * Ae )

式中 Np—原邊匝數

Vs—原邊直流電壓

ton—導通時間

Ae—磁芯有效面積

即：

Np=Vs *ton/ (△Bac * Ae )

=110*6.84/(0.25*12.5)=240 匝

6) 計算副邊匝數

輸出電壓5V，整流管壓降0.5V，則副邊繞組對應電壓值為

Vo= 5+0.5=5.5V

原、副邊繞組匝比為Vs*D/【Vo*(1-D)】=110*0.45/【5.5*(1-0.45)】=16.36

副邊匝數Ns=240/16.36=14.7 匝，取整數15匝

7) 自供電繞組的匝數

根據VIOer12A芯片的資料，自供電電壓取值為11V左右為宜，

則

Vf=15*(11+0.7)/(5+0.5)=31.9 匝，取整數32匝

8) 實際占空比及ton的計算

副邊匝數取整數15則實際占空比為0.44，

ton=15.2*0.44=6.69 μs

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9) 原邊電感量的計算

設在最大占空比時，當開關管開通時，原邊電流為Ip1，當開關管關斷時，原邊電流上升到Ip2。若Ip1為0，則說明變換器工作于斷續(xù)模式，否則工作于連續(xù)模式。

設計電源工作在連續(xù)模式，這樣開關管、線路的損耗都比較小，而且可以減輕輸入輸出電容的工作應力

設計電源工作在連續(xù)模式，由能量守恒，有下式：

1/2*(Ip1+Ip2)*D*Vs=P/η

連續(xù)模式設計，令Ip2=3Ip1

這樣就可以求出變換器的原邊電流，由此可以得到原邊電感量：

Lp= D*Vs/(f*ΔIp)

ΔIp=Ip2-Ip1=2Ip1;

根據設計要求，電源的效率為75%，則電源全周期Ts的平均輸入電流Is為

Is=P/Vs=2.5/0.75/110=30.3 mA

則ton時間內的電流

Im=ΔIp =Is*Ts/ton=30.3*15.2/6.69=68.84 mA

Ip1=Im/2=68.84/2=34.42 mA

Ip2=3Ip1=3*34.42=103.26 mA

ΔIp=Ip2-Ip1=103.26-34.42=68.84 mA

此電流等于ton時間內的電流變化量△i

Lp=Vs*ton/△i=110*6.69/68.84=10.6 mH

10) 線徑的取值

設導線的電流密度為15A/m2

原邊電流Im=68.84m;副邊電流Io=500mA;自供電繞組電流約幾十個mA

根據計算得

0.08mm銅線可走電流75mA;

0.27mm銅線可走電流860 mA;

0.15mm銅線可走電流260 mA;

所以變壓器Np、Ns、Nf三個繞組的線徑分別取

0.08mm;0.27mm、0.15mm;

至此，功率電源變壓器的主要參數設計完成。同時，在變壓器的制作中還有一些工藝問題需要注意。

3、輸出整流濾波單元

本設計電源的輸出電壓是5Vdc，需要先把變壓器變換過來的低壓方波整流成直流，然后用鋁電解電容儲能濾波。

由于整流的工作頻率等于功率開關管的開關頻率，必須使用具有快速恢復功能的肖特基整流二極管作為輸出整流二極管。輸出整流二極管的標稱電流(IF)值應為輸出直流電流額定值(Io)的3倍以上,即IF1>3Io，大于1.5A;

整流管的反向耐壓值的計算

輸入電壓的最高值/匝比=265*1.3/16.36=25.8 V

依據此原則，輸出整流二極管采用2A/40V的肖特基二極管為宜，反向耐壓選擇稍高，有利于降低整流管上的損耗。

而整流部分使用的鋁電解電容不但容量要大，還要有較低的交流電阻，，否則就無法濾除電流中的高頻交流電成分，同時要考慮鋁電解電容的封裝體積不能過大，所以選用標稱值330μF/10V的鋁電解電容。

為了降低輸出紋波，在電源的輸出端還要增加LC濾波單元，L取10μH左右的Ф4*7的小工字電感，C取100μF/10V的鋁電解電容。

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4、控制反饋單元

控制反饋電路采用‘電壓基準源TL431+光電耦合器P521’組合作為參考、隔離、取樣(電路圖見附錄二)。它可以將輸出電壓變化控制在±1%以內。

反饋電壓由輸出端取樣。輸出電壓Vo通過分壓電阻R63、R64獲得取樣電壓后，與TL431中的2.5V基準電壓進行比較并輸出誤差電壓，然后通過光電耦合器改變VIPer12A芯片的控制端電流IFB，再通過改變PWM寬度來調節(jié)輸出電壓Vo,使其保持不變。光電耦合器的另一作用是對原、副邊進行隔離。

自供電繞組的輸出電壓經D31、C32整流濾波后，可給光電耦合器中的三極管提供電壓。

調整控制反饋單元的任務要確定R61、R62、R63及R64的值。該電路利用輸出電壓與TL431構成的基準電壓比較，通過光電耦合器P521二極管-三極管的電流變化去控制VIPer12A芯片的FB端，從而改變PWM寬度，達到穩(wěn)定輸出電壓的目的。

從VIPer12A的技術手冊可知IFB的典型電流應在3mA，PWM會線性變化，因此光電耦合器P521三極管的電流Ice也應應在3mA左右。而Ice是受二極管電流If控制的，我們通過光電耦合器P521的Vce與If的關系曲線可以正確確定光電耦合器P521二極管正向電流If約為5mA。

再看電壓基準源TL431的要求。從TL431的技術參數知，Vka在2.5V-37V變化時，Ik可以在從1mA到100mA以內很大范圍里變化，一般選20mA即可，既可以穩(wěn)定工作，又能提供一部分死負載。

確定了上面幾個關系后，那幾個電阻的值就好確定了。根據電壓基準源TL431的性能，R63、R64、Vo、Vr有固定的關系：

Vo=(1+ R63/R64) Vr

式中，Vo為輸出電壓，Vr為參考電壓，Vr=2.50V，先取R64一個值，一般R64的取值為10kΩ，根據Vo的值就可以算出R63

R63=(Vo/ Vr-1)* R64=(5/2.5-1)* 10kΩ=10kΩ

再來確定R61和R62。由前所述，光電耦合器P521的If取5mA，先取R61的值為430Ω，則其上的壓降為

Vr1=If* R61=5*430=2.2V

由光電耦合器P521技術手冊知，其二極管的正向壓降Vf典型值為1.1V，則可以確定R62上的壓降

Vr3=Vr1+Vf=2.2+1.1=3.3 V

又知流過R62的電流Ir3=Ik-If，因此R62的值可以計算出來：

R62= Vr3/ Ir3= (Vr1+Vf)/( Ik-If) =3.3/(20-5)=220Ω

根據以上計算得出結果：

R61=430Ω、R62=220Ω、R63=10KΩ、R64=10KΩ