對于需要從高輸入電壓轉換到極低輸出電壓的應用，有不同的解決方案。一個有趣的例子是從48 V轉換到3.3 V。這樣的規(guī)格不僅在信息技術市場的服務器應用中很常見，在電信應用中同樣常見。

圖1. 通過單一轉換步驟將電壓從48 V降至3.3 V

如果將一個降壓（降壓器）用于此單一轉換步驟，如圖1所示，會出現(xiàn)小占空比的問題。占空比反映導通時間（當主開關導通時）和斷開時間（當主開關斷開時）之間的關系。降壓轉換器的占空比由以下公式定義：

當輸入電壓為48 V而輸出電壓為3.3 V時，占空比約為7%。

這意味著在1 MHz（每個開關周期為1000 ns）的開關頻率下，Q1開關的導通時間僅有70 ns。然后，Q1開關斷開930 ns，Q2導通。對于這樣的電路，必須選擇允許最小導通時間為70 ns或更短的開關穩(wěn)壓器。如果選擇這樣一種器件，又會有另一個挑戰(zhàn)。通常，當以非常小的占空比運行時，降壓調節(jié)器的高功率轉換效率會降低。這是因為可用來在電感中存儲能量的時間非常短。電感器需要在較長的關斷時間內(nèi)供電。這通常會導致電路中的峰值電流非常高。為了降低這些電流，L1的電感需要相對較大。這是由于在導通時間內(nèi)，一個大電壓差會施加于圖1中的L1兩端。

在這個例子中，導通時間內(nèi)電感兩端的電壓約為44.7 V，開關節(jié)點一側的電壓為48 V，輸出端電壓為3.3 V。電感電流通過以下公式計算：

如果電感兩端有高電壓，則固定電感中的電流會在固定時間內(nèi)上升。為了減小電感峰值電流，需要選擇較高的電感值。然而，更高的電感值會增加功率損耗。在這些電壓條件下，ADI 的高效率 μModule?穩(wěn)壓器在4 A輸出電流時僅實現(xiàn)80%的功率效率。

目前，非常常見且更高效的提高功率效率的電路解決方案是產(chǎn)生一個中間電壓。圖2顯示了一個使用兩個高效率降壓調節(jié)器的級聯(lián)設置。第一步是將48 V電壓轉換為12 V，然后在第二轉換步驟中將該電壓轉換為3.3 V。當從48 V降至12 V時，LTM8027 μModule穩(wěn)壓器的總轉換效率超過92%。第二轉換步驟利用LTM4624將12 V降至3.3 V，轉換效率為90%。這種方案的總功率轉換效率為83%，比圖1中的直接轉換效率高出3%。

圖2. 電壓分兩步從48 V降至3.3 V，包括一個12 V中間電壓

這可能相當令人驚訝，因為3.3 V輸出上的所有功率都需要通過兩個獨立的開關穩(wěn)壓器電路。圖1所示電路的效率較低，原因是占空比較短，導致電感峰值電流較高。

比較單步降壓架構與中間總線架構時，除功率效率外，還有很多其他方面需要考慮。但是，本文只打算討論功率源轉換效率的重要方面。這個基本問題的另一種解決方案是采用新型混合降壓控制器LTC7821。它將電荷泵動作與降壓調節(jié)結合在一起。這使得占空比達到2 × VIN/VOUT，因此可以在非常高的功率轉換效率下實現(xiàn)非常高的降壓比。

中間電壓的產(chǎn)生對于提高特定電源的總轉換效率可能相當有用。為了提高圖1中極小占空比下的轉換效率，業(yè)界進行了大量開發(fā)工作。例如，可以使用非常快速的GaN開關來降低開關損耗，從而提高功率轉換效率。然而，這種解決方案的成本目前還高于級聯(lián)解決方案（例如圖2所示）。