50%以上占空比脈寬調(diào)制 (PWM) 降壓轉(zhuǎn)換器的電流模式控制 (CMC)可能會進入次諧波振蕩。Lloyd HDixon 在《參考文獻 1》中對此做了詳細的論述。Dixon表示，這種解決方案給電流檢測信號增加一個斜率，其等于輸出電感電流的下斜率。需將該額外電壓加入要求計算過程中，以便選擇正確的電流檢測電阻器。輸出電感占空比大于 50% 的推挽式轉(zhuǎn)換器、相移全橋轉(zhuǎn)換器或者任何正向轉(zhuǎn)換器，都是一些需要這種補償?shù)耐負浣Y(jié)構(gòu)。但是，為了方便演示，本文選擇的拓撲是一種人們相對不熟悉的拓撲結(jié)構(gòu)：三開關(guān)正向轉(zhuǎn)換器。請參見圖 1 所示電源部分基本原理圖。盡管這種拓撲的專利權(quán)歸 TI 所有，但電路中使用 TI 控制 IC 時都可以使用。圖 1 三開關(guān)正向拓撲這種拓撲擁有許多優(yōu)點，特別是輸入電壓范圍為手機電池的 36 到 72 V 時。拓撲的最大占空比為 67%，從而將設(shè)計限定在 67% 最小輸入電壓時的最大占空比。與此同時，關(guān)閉時主開關(guān)的電壓被限定為電源軌輸入電壓。這就意味著，低壓FET會與其相應(yīng)低 R_DS（on）電阻一起使用。這種拓撲還提供了一種恢復電源變壓器和主側(cè)漏電感中磁能的方法，從而不再需要高損耗的緩沖器。圖 2 V_IN(min)和V_IN(max) 的最大負載輸出電感紋波這種轉(zhuǎn)換器設(shè)計在許多其他方面都與降壓拓撲結(jié)構(gòu)一樣，但是占空比必須限定在67%，以避免出現(xiàn)變壓器飽和。通過選擇一個具有編程最大占空比的控制IC（例如：UCC2807-1等），可以實現(xiàn)這種限制（見《參考文獻 2》）。由于這種控制器具有要求的占空比限制功能，因此它是這種應(yīng)用的首選。所以，本文使用了這種控制器，利用其各種特性進行分析。下面的分析均假設(shè)有一個 100W、3.3V 輸出的理論開關(guān)電源。該電源流過輸出電感的最大峰值到峰值紋波電流等于 30A 最大輸出 DC 負載電流的 10%，而輸入電壓范圍為 36V 到 78V 之間。另外，我們還假設(shè) 0.5V 正向壓降 V_fd 的同步整流器用于輸出。第一步是確定變壓器的匝數(shù)比。最小輸入電壓時，占空比處在最大極限 (67%)。利用下列方程式可計算出變壓器輸出端需要的電壓。如果假設(shè)變壓器一次繞組電壓為 36V，則匝數(shù)比 (Np) 為 6.147，因此會使用 6匝的一次繞組。一次繞組被分成兩部分，每部分 3 匝（參見圖 1）。標準方法是，把二次繞組夾在兩個分拆開的一次繞組之間，Q3 也放置在它們兩個之間。輸入為 78V 時，變壓器輸出電壓為 12.3V，從而得到約 31% 的最小占空比 D_min。因此，最大“關(guān)閉”時間等于其中，f_sw 為 200kHz 的計劃開關(guān)頻率。達到 10% 理想峰值到峰值紋波電流的最小輸出電感（圖 1 所示 L1）為：通過計算得到，方程式 2 中輸出電感為 4.33 µH。為了設(shè)計方便，我們使用 4.5 µH。使用該值以后，可以計算得到輸出電感的下降電流 I_ds為：通過計算得到，電感的下降電流 (I_ds) 為 0.844 A/µs。同時還得到，最大輸入電壓時輸出電感的峰值電流為：由于最大峰值到峰值紋波電流被定義為 10% 輸出電流，該電流經(jīng)過平衡后得到額定 DC 輸出。所得峰值電流為 31.884 A。最小輸入電壓時，確定 LOUT 的差動電壓是可能的。由此，我們可以知道輸出電感的變化速率為 0.489 A/µs。知道占空比和頻率后，便可以計算出輸出電感中電流增加的時間，從而能夠確定這些狀態(tài)下的紋波電流大小。最后，我們可以知道最小輸入電壓下的峰值電流為 31.122 A。具體波形顯示在圖 2 中。這些值幾乎都相等，但如果增加下降電流，它們便會變化—以一種令人吃驚的方式。為了獲得最大輸入電壓必須給峰值電流增加的下降電流為：為了獲得最小輸入電壓而必須給峰值電流增加的下降電流為：

選作控制器的IC擁有1.0V的典型電流自動切斷電平，但容差值在0.9到1.1V之間。要確保所有單元都能提供要求的功率，需使用下限，并設(shè)定Rs值，以便讓5.658A時它的電壓為0.9V最小值的95%。這樣便可實現(xiàn)5%的瞬態(tài)安全余量，并將Rs設(shè)定在0.15Ω。當然，會有5W左右的功率損耗，其最有可能由一個電流變壓器產(chǎn)生。使用一個100：1的變壓器時，Rs可能會增加至15Ω。后面內(nèi)容，我們假設(shè)使用這樣一個變壓器。圖 3 二次電流加有效下降電流實際上，下降電流（I_ds）既沒有流過電流變壓器，也沒有流過電源變壓器，但卻需要考慮其影響，它會影響電阻器R_s的電壓。因此，需在電阻器R_s和IC的電流檢測引腳之間增加一個電阻器R_dspri。在IC的電流檢測引腳處，電流斜波被注入到電路中。這種電流斜波的存在，讓IC電流檢測引腳和電阻器R_s之間電阻器R_dspri中形成的等變電壓（ramp voltage），等于I_ds轉(zhuǎn)變?yōu)橐淮坞娏髟陔娮杵鱎_s中形成的電壓。我們假設(shè)，一個等效下降電流正流經(jīng)電阻器R_s，從而同時考慮到電源變壓器和電流變壓器繞組比。這種情況下，為了計算簡單，我們將電阻器Rdspri設(shè)定為1kΩ，其遠大于電阻器Rs。接下來，計算Rdspri要求的dv/dt：由該結(jié)果，我們可以計算得到1kΩ電阻器需要的電流斜波：最大“開”時間的這種電流帶來70.7 µA的峰值電流。使用一個可編程、最大占空比 PWM 控制器（例如：UCC2807）時，通過將兩個計時電阻器設(shè)定為相同值來將最大占空比設(shè)定為67%相對更加簡單，如產(chǎn)品說明書所示。另外，這種組件的規(guī)格額定，計時電容器的谷值電壓和峰值電壓分別等于1/3V_CC 和 2/3V_CC。這樣便得到一個 1/3V_CC 的電壓斜波幅值。知道這一點以后，我們現(xiàn)在便可以對電路進行設(shè)計，讓它產(chǎn)生一個可注入到電流檢測電路中的斜波電流，以向電流信號提供下降電流。圖 4 顯示了用于產(chǎn)生期望電流的一個電路。該電路基于 UCC2807-1 控制 IC，V_DD 設(shè)定為 11V。“三角”斜波的谷值電壓和峰值電壓為 3.667V 最小值和 7.33V 最大值，并且最小值到最大值的時間等于最大“開”時間。在該電路中，R3 等于 2 倍 R4。這樣便讓 Q6 基極的電壓等于 1/3V_CC，其為“三角”電壓的谷值。由于“三角”引腳的電壓在谷值到峰值（2/3V_CC）之間擺動，R2 的電壓便在 0 到 1/3V_CC 之間線性變化。給 R2 選擇一個值，讓其獲得 70.7 µA 的電流和 3.667 V 的 (51.8 kΩ) 電壓，然后使用 Q5/R1 和 Q7/R6 構(gòu)建起統(tǒng)一電流反射鏡。這樣，設(shè)計人員便可以生成電流檢測信號，將所需電流加至電流檢測信號，并擁有正確的形態(tài)和 1Kω 電阻計時。圖 4 用于生成預期 R_dspri 電流的電路結(jié)論三開關(guān)正向轉(zhuǎn)換器在能量回收方面擁有許多獨到之處，它可以將磁能和一次側(cè)漏能量返回至源，無需使用緩沖器，降低了普通正向轉(zhuǎn)換器中常見的電磁干擾。相比占空比大于50%的雙開關(guān)正向拓撲結(jié)構(gòu)，它同樣具有許多優(yōu)勢。本文為您介紹了一個計算舉例。在確定電流檢測電阻器值，以及了解降壓轉(zhuǎn)換器50%以上占空比穩(wěn)定工作所需下降電流的影響時，這種計算都是必需的。文章還介紹了增加轉(zhuǎn)換器下降電流的一種方法。參考文獻如欲了解本文更多詳情，敬請訪問www.ti.com/lit/litnumber（用TI文檔編號替換“litnumber”）下載Acrobat® Reader®文件，獲取下列相關(guān)資料。文檔名稱 TI文檔編號1、《開關(guān)式電源的電流模式控制》，作者：Lloyd H Dixon，發(fā)表于1985年《TI電源設(shè)計研討（SEM400）》 SLUP0752、《可編程最大占空比PWM控制器》，《UCC1807-x/2807-x/3807-x產(chǎn)品說明書》 SLUS163

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