引言

　　　電源電壓逐步下降，晶體管的閾值電壓并沒有減小，但是運(yùn)放的共模輸入范圍越來(lái)越小，這使設(shè)計(jì)出符合低壓低功耗要求，輸入動(dòng)態(tài)幅度達(dá)到全擺幅的運(yùn)放成為一種必須。本文所設(shè)計(jì)的具有軌至軌(R-R)輸入功能的低壓低功耗CMOS運(yùn)算放大電路，在各種共模輸入電平下有著幾乎恒定的跨導(dǎo)，使頻率補(bǔ)償更容易實(shí)現(xiàn)，適合應(yīng)用于VLSI庫(kù)單元及其相關(guān)技術(shù)領(lǐng)域。

理論模型

基本的軌至軌輸入結(jié)構(gòu)

　　　在較低的電源電壓下，運(yùn)算放大器的輸 入級(jí)設(shè)計(jì)是非常重要的。傳統(tǒng)的PMOS差動(dòng)輸入級(jí)的共模輸入電壓范圍 VCM可表示為:

   (1)

　　式中，VSS為負(fù)電源電壓，  VCM為共模輸入電壓，VDsat為源漏飽和壓降，VGSP為PMOS的柵源電壓。同理，NMOS差動(dòng)輸入級(jí)的共模輸入電壓范圍可表示為：

 (2)

　　式中，VGSN為NMOS的柵源電壓。如果將PMOS和NMOS差分對(duì)互補(bǔ)連接使用，就可以使運(yùn)放的輸入共模范圍變?yōu)椋?SPAN lang=EN-US>

  (3)

從而實(shí)現(xiàn)了軌至軌的共模輸入。圖1為軌至軌輸入結(jié)構(gòu)的電路示意圖。

        
         圖1  基本軌至軌輸入電路 圖2 低壓低功耗運(yùn)算放大器電路

跨導(dǎo)恒定結(jié)構(gòu)

　　　圖1所示的軌至軌輸入級(jí)電路采用互補(bǔ)折疊式結(jié)構(gòu)，使共模輸入電壓可以在整個(gè)從地到電源電壓的范圍內(nèi)工作，如果輸入級(jí)工作在飽和區(qū)，電路的跨導(dǎo)由下面的公式確定：

或者

        (4)

　　式中mn和mp分別代表NMOS和PMOS的遷移率。從上面的公式可以看出，輸入級(jí)的跨導(dǎo)會(huì)隨柵源電壓和便置電流的變化而變化。因此，當(dāng)共模輸入電平從VDD到VSS變 化時(shí)，軌至軌輸入差分對(duì)的跨導(dǎo)從PMOS差分對(duì)的跨導(dǎo)變化到PMOS +NMOS差分對(duì)的跨導(dǎo)之和，再變化到NMOS差分對(duì)的跨導(dǎo)。中間部分跨導(dǎo)gm幾乎是其它部分的一倍，這種跨導(dǎo)的變化會(huì)使運(yùn)放的增益誤差發(fā)生變化，從而使頻率特性變差，因此，需要設(shè)計(jì)一種電路，使軌至軌輸入電路具有恒定的跨導(dǎo)。

　　　目前，可保證R-R輸入級(jí)的gm恒定不變的設(shè)計(jì)方法主要有以下幾種：1. 采用雙極(BJT)線性互補(bǔ)差分對(duì)形式的輸入級(jí)。 2. 由齊納二極管將P、N差分對(duì)的偏置電流連起來(lái)實(shí)現(xiàn)。 3. 采用冗余的差分對(duì)來(lái)實(shí)現(xiàn)。4. 用電流鏡技術(shù)，使偏置電流的大小隨輸入共模電壓的變化而變化。

上述第4種方法的電路不僅結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，而且對(duì)gm的控制也易于實(shí)現(xiàn)。因此，本文運(yùn)用了對(duì)輸入跨導(dǎo)的控制原理，采用了一種 全新的保持R-R輸入級(jí)gm為常數(shù)的電路結(jié)構(gòu)。

電路設(shè)計(jì)

　　　本文所設(shè)計(jì)的電路如圖2所示，該電路由輸入互補(bǔ)差分對(duì)、恒定gm電路、共源共柵求和電路組成。M1~M4構(gòu)成了輸入互補(bǔ)差分對(duì)。當(dāng)?shù)凸材］斎霑r(shí)，P輸入差分對(duì)M1、M4處于工作狀態(tài)，N輸入差分對(duì)M2、M3截止，開關(guān)管M17 、M18開啟，抽取M16上的電流；M13、M14截止。M15的電流全部流入P差分對(duì)，則此區(qū)間的等效差分跨導(dǎo)為:

      (5)

　　　當(dāng)共模輸入電壓在中間值附近時(shí)， P差分對(duì)M1、M4與N差分對(duì)M2、M3均導(dǎo)通，控制開關(guān)M17、M18、M13、M14開啟，分別調(diào)節(jié)它們的柵電壓，使其從M15、M16均抽取3/4的電流，則此區(qū)間的等效差分跨導(dǎo)為:

   (6)

　　　當(dāng)在高共模輸入?yún)^(qū)時(shí)，N差分對(duì)M2、M3工作，P差分對(duì)M1、M4截止。開關(guān)管M13、M14開啟，抽取M15上的電流，開關(guān)管M17、M18截止，M16的電流全部流入N差分對(duì)，則此區(qū)間的等效差分跨導(dǎo)為:

       (7)

　　　從上面的分析可知，只要合理選擇四個(gè)輸入管子的長(zhǎng)寬比，滿足如下關(guān)系：

     (8)

gm就會(huì)保持恒定?！　?SPAN lang=EN-US>

　　　M5~M12為共源共柵求和電路。這種結(jié)構(gòu)的輸出阻抗和電壓增益比較高，并且有很好的頻率特性和電源抑制比。經(jīng)過分析可知，該電路結(jié)構(gòu)在互補(bǔ)差分對(duì)交替工作的時(shí)候，當(dāng)M1，M4與M2、M3不能同時(shí)處于飽和狀態(tài)時(shí)，引起求和電路M5~M12的靜態(tài)電流發(fā)生變化，使電路的輸出電阻和極點(diǎn)發(fā)生少許改變，從而可能會(huì)在過渡區(qū)出現(xiàn)大跨導(dǎo)尖峰，但是，由于這個(gè)過渡區(qū)很窄，估計(jì)這種大的尖峰不會(huì)出現(xiàn)，在整個(gè)共模范圍內(nèi)，輸入跨導(dǎo)基本保持恒定。

圖3 運(yùn)放的跨導(dǎo)仿真結(jié)果

仿真結(jié)果

　　　本文采用TSMC公司的0.35mm工藝器件的HSpice參數(shù)模型進(jìn)行仿真，得到下面的結(jié)果。圖3是運(yùn)放的總跨導(dǎo)，從圖中可以看出，當(dāng)共模輸入電壓從0V到2V變化時(shí)，整個(gè)跨導(dǎo)在5%以內(nèi)變化，跨導(dǎo)在中部的變化正如上面所述，是由于 差動(dòng)對(duì)交替工作時(shí)，靜態(tài)電流的變化所引起的。

結(jié)語(yǔ)

　　　本文所設(shè)計(jì)的運(yùn)算放大器具有2V的電源電壓，150mW的功耗和75°的相位裕度，在整個(gè)共模范圍內(nèi)，輸入級(jí)的跨導(dǎo)基本保持恒定，提高了運(yùn)放的性能指數(shù)。且結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，特別適合作為VLSI的庫(kù)單元