引言

　　駐波比（VSWR）是用來(lái)測(cè)量射頻電路中阻抗失配度的指標(biāo)。駐波比過(guò)大會(huì)將會(huì)影響通信距離，降低信息傳輸?shù)馁|(zhì)量，并且會(huì)導(dǎo)致射頻電路出現(xiàn)一系列問題。位于天線前端的功率放大器是對(duì)駐波惡化最為敏感的部件，反射功率返回到功率放大器中，情況嚴(yán)重時(shí)可導(dǎo)致高功率放大器造成永久性損壞，我們通常稱之為駐波失效。在這種情況出現(xiàn)時(shí)，對(duì)高功率放大器進(jìn)行有效的保護(hù)是十分重要的。

　　沿著傳輸線傳輸?shù)碾妷汉碗娏魇峭ㄟ^(guò)某特定比值聯(lián)系起來(lái)的，這個(gè)特定比值稱之為特性阻抗Z0。當(dāng)功率放大器輸出端接有與傳輸線特性阻抗相等的負(fù)載時(shí)，射頻能量將全部傳送到負(fù)載上，而阻抗失配將導(dǎo)致駐波的產(chǎn)生。當(dāng)阻抗失配時(shí)，入射波電壓與反射波電壓相疊加，在傳輸路徑上將產(chǎn)生電壓的最大值Vmax和最小值Vmin，定義Vmax/Vmin為電壓駐波比VSWR。

　　我們知道：

        如果反射系數(shù)已知，就可以計(jì)算出駐波比：

　　這里Vi是入射波電壓，Vr為反射波電壓，Z0為特性阻抗，Z1為負(fù)載阻抗。反射系數(shù)

　　由此看來(lái)，功率放大器駐波比的測(cè)量與保護(hù)的問題最終可以歸結(jié)為功率放大器輸出端正、反向功率檢測(cè)，以及使用合適的電路方案實(shí)現(xiàn)對(duì)功放部件實(shí)施保護(hù)的問題。

　　射頻功率檢測(cè)

　　傳統(tǒng)的檢波電路是利用二極管半波整流特性實(shí)現(xiàn)的，其輸出檢波電壓正比于輸入電壓，與輸入功率成指數(shù)關(guān)系。帶有溫度補(bǔ)償?shù)亩O管檢波器在較大的檢波輸入功率條件下（+10～+15dBm）可以具備很好的性能，而當(dāng)輸入功率降低時(shí)，其性能會(huì)急劇惡化。因此，在發(fā)送信號(hào)的峰值-平均功率比不固定的時(shí)候，便難以做到對(duì)功率的精確測(cè)量。此外，二極管檢波電路工作頻帶相對(duì)較窄，在寬帶場(chǎng)合應(yīng)用時(shí)會(huì)造成檢波平坦度的惡化，導(dǎo)致全頻帶范圍內(nèi)檢波值的一致性無(wú)法滿足要求。

　　相比較而言，真有效值對(duì)數(shù)檢波器的動(dòng)態(tài)范圍更寬，最高的可以達(dá)到100dB。并且其線性特性和溫度穩(wěn)定性也能夠在整個(gè)動(dòng)態(tài)范圍內(nèi)保持恒定，最重要的一點(diǎn)是，真有效值對(duì)數(shù)檢波器的輸出檢波電壓與輸入信號(hào)電平成正比，也就是通常我們所說(shuō)的具有對(duì)數(shù)響應(yīng)特性。對(duì)數(shù)檢波器的對(duì)數(shù)響應(yīng)特性使其在駐波比檢測(cè)和增益測(cè)量方面得到了廣泛的應(yīng)用。本文所提出的駐波保護(hù)電路方案中使用的是ADI公司的一款真有效值功率檢測(cè)器AD8362，它適用于測(cè)量無(wú)線通信設(shè)備所通用的復(fù)合調(diào)制波形，包括峰值因數(shù)（峰值-平均功率比）不斷變化的復(fù)雜調(diào)制信號(hào)。在整個(gè)動(dòng)態(tài)范圍和-45℃～+85℃的溫度范圍內(nèi)保證有優(yōu)良的精度和溫度穩(wěn)定性。 AD8362提供以分貝（dB）為單位、經(jīng)過(guò)精確標(biāo)定的50mV/dB線性輸出電壓，動(dòng)態(tài)范圍超過(guò)60dB。另外，AD8362的工作頻率上限可高達(dá)2.7GHz，非常適合寬頻帶應(yīng)用。

　　功率放大器過(guò)駐波保護(hù)電路方案

　　在大功率無(wú)線通信發(fā)送設(shè)備中，為了對(duì)射頻功率放大器實(shí)施有效的輸出駐波比檢測(cè)和保護(hù)，系統(tǒng)通常要求：當(dāng)功率放大器輸出駐波小于等于3時(shí)，功率放大器正常工作；當(dāng)輸出駐波位于3和6之間時(shí)輸出功率降低10dB；當(dāng)輸出駐波大于6時(shí)立即關(guān)閉功放以對(duì)功放實(shí)施保護(hù)。

　　根據(jù)系統(tǒng)要求筆者設(shè)計(jì)了圖1所示的駐波檢測(cè)和保護(hù)控制電路，電路中使用了定向耦合器、AD8362真功率對(duì)數(shù)檢波器、單電源運(yùn)算放大器、門限比較器以及衰減器。衰減器可以用∏型電阻網(wǎng)絡(luò)實(shí)現(xiàn)。在射頻頻段，定向耦合器可以用寬邊耦合帶狀線實(shí)現(xiàn)，該類定向耦合器的具有尺寸小、損耗低、耦合平坦度及方向性好等優(yōu)點(diǎn)。下面我們針對(duì)圖1所示電路方案進(jìn)行分析。

                      圖1  駐波檢測(cè)電路原理圖

　　圖1中Pf代表從功率放大器輸出至天線的功率，我們稱之為入射波功率；Pr代表從天線端反射的功率，我們稱之為反射波功率。入射波功率和反射波功率的單位都為mW。假定定向耦合器的耦合度為C，方向性為D，正反向檢波支路上的衰減器的衰減量為A，那么可以很容易地由圖1得出：

　　入射波耦合到正向檢波支路入口處的電平值為：

　　反射波耦合到正向檢波支路入口處的電平值為：

　　那么，正向檢波支路入口處的總功率為，對(duì)應(yīng)的電平值為

　　同樣可以得到，反向檢波支路入口處的總功率為，對(duì)應(yīng)的電平值為

　　因?yàn)锳D832的檢波特性函數(shù)可以表示為：，也就是，即輸出檢波電壓和檢波器輸入電平呈線性關(guān)系。

　　因此正向檢波輸出電壓和反向檢波輸出電壓分別為：

　　根據(jù)反射系數(shù)的定義，知道：

　　將（6）式代入（5）式可以得到：

                 
從公式（7）可以看出，定向耦合器的耦合度C對(duì)于正反向兩路檢波器的差值是沒有影響的，但定向耦合器的方向性對(duì)其的影響是顯著的。用matlab工具畫出與反射系數(shù)之間的關(guān)系曲線（圖2）。

                圖2  用matlab工具畫出與反射系數(shù)之間的關(guān)系曲線

　　從圖2中的曲線可以看出，與反射系數(shù)呈現(xiàn)單調(diào)的函數(shù)關(guān)系，也就是說(shuō)，當(dāng)值確定以后，就可以由公式（7）唯一地確定。隨著方向性D的增大，對(duì)應(yīng)于不同反射系數(shù)的值之間的差別相應(yīng)增大，這有利于我們?cè)趯?shí)際應(yīng)用中針對(duì)不同的駐波情況進(jìn)行處理。相反，隨著方向性D的減小，曲線的變化趨于平緩，不同的反射系數(shù)對(duì)應(yīng)的之間的差別減小，很難針對(duì)不同的駐波情況進(jìn)行區(qū)分和保護(hù)。這個(gè)結(jié)果對(duì)定向耦合器的方向性指標(biāo)提出了要求，通常情況下，方向性在15dB以上就能夠很好地滿足實(shí)際需求了。

　　我們可以很容易地根據(jù)駐波比與反射系數(shù)的數(shù)學(xué)關(guān)系：計(jì)算出當(dāng)VSWR等于3和6時(shí)分別對(duì)應(yīng)的反射系數(shù)分別為1/2和5/7。將該值代入（7）式中，并且假定定向耦合器的方向性為20dB，就可以得到駐波比為3和6時(shí)正反向檢波電壓之差分別為0.29和0.14。我們將檢波器之后連接的運(yùn)算放大器的增益設(shè)定為10，那么。有了這樣的關(guān)系，可以將運(yùn)算放大器的輸出和已設(shè)定的兩個(gè)門限相比較，當(dāng)時(shí)，功放正常工作；當(dāng)時(shí)，控制電路控制衰減器使功放輸出衰減10dB；當(dāng)時(shí)，控制電路關(guān)閉功放，同時(shí)向系統(tǒng)發(fā)出高電平-過(guò)駐波告警信號(hào)。

　　結(jié)語(yǔ)

　　實(shí)時(shí)的駐波比檢測(cè)和保護(hù)電路是完整射頻功放電路設(shè)計(jì)中不可缺少的部分，利用對(duì)數(shù)檢波器結(jié)合定向耦合器、運(yùn)算放大器電路和相應(yīng)控制電路實(shí)現(xiàn)的實(shí)時(shí)駐波門限檢測(cè)電路，簡(jiǎn)化了實(shí)際電路的設(shè)計(jì)過(guò)程，提高了駐波比檢測(cè)的準(zhǔn)確度。電路試驗(yàn)表明，本文所提出的方案能夠高精度地檢測(cè)射頻功放電路的輸出駐波狀態(tài)，并能及時(shí)、有效地對(duì)功放輸出負(fù)載發(fā)生變化時(shí)作出反應(yīng)，極大地提高了功率放大器的可靠性。