如今，高速模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)的種類和供應(yīng)商眾多，要選擇一款合適的產(chǎn)品可能并非易事。當您縮小搜索范圍后，最終的抉擇往往是選取緩沖型還是無緩沖型(開關(guān)電容)轉(zhuǎn)換器。尺寸和功耗受限的應(yīng)用通常傾向于無緩沖型。無論做何選擇，都可以找到許多相關(guān)的文章，提醒您注意模擬輸入接口問題，特別是在較高的中頻頻率下。

　　在信號鏈中使用ADC的根本目的，是在設(shè)計中以及最終在系統(tǒng)層次上實現(xiàn)最佳的動態(tài)范圍、噪聲特性(信噪比或SNR)和線性度(無雜散動態(tài)范圍或SFDR)。本文首先將闡述緩沖型與無緩沖型ADC的區(qū)別(優(yōu)缺點)，然后討論原始無緩沖ADC內(nèi)部采樣網(wǎng)絡(luò)的反沖(一般稱為“電荷注入”)，以及如何驅(qū)動無緩沖型ADC。最后，本文將說明構(gòu)建適當抗混疊濾波器(AAF)所需的特殊模擬輸入接口設(shè)計要求，并給出一個范例。

　　我是否需要使用無緩沖型ADC?

　　緩沖型與無緩沖型ADC之間存在很大差異。緩沖型的優(yōu)點比較直觀，緩沖器將模擬接口電路與內(nèi)部開關(guān)電容采樣工作隔離開來，這就為ADC驅(qū)動器提供一個受控的輸入阻抗，瞬態(tài)效應(yīng)(一般稱為“反沖”)大大減弱。反沖或電荷注入是指當ADC的內(nèi)部采樣開關(guān)斷開和閉合時，殘余電荷被送回到輸入信號中。

　　緩沖器帶來的這些好處可以在一定程度上簡化模擬接口設(shè)計，并且支持更高的輸入帶寬。然而，緩沖器的缺點也是存在的，盡管不太明顯。緩沖器通常需要較高的電源電壓，這會帶來額外的電源設(shè)計問題。ADC的噪聲和線性度也會受到影響，因此在電源方面，整體ADC設(shè)計大受影響。

　　在系統(tǒng)層次上，多數(shù)高速ADC的輸入采用放大器驅(qū)動。因此，在常見的信號鏈應(yīng)用中，緩沖器的電源有點多余。如果模擬接口電路和放大器設(shè)置為直接驅(qū)動采樣網(wǎng)絡(luò)，而不使用緩沖器，則整個系統(tǒng)可以得到更好的優(yōu)化。問題是如何處理提供給驅(qū)動器電路的原始采樣電容的電荷(反沖)。

　　去掉緩沖器是多數(shù)系統(tǒng)設(shè)計師傾向做出的妥協(xié)，因為可以額外節(jié)省功耗，但這樣一來，設(shè)計師必須面對一個棘手的任務(wù)——在轉(zhuǎn)換器與放大器之間提供一個可以實現(xiàn)的模擬接口。不用怕，因為即使無緩沖型轉(zhuǎn)換器的阻抗隨著采樣狀態(tài)(跟蹤模式與保持模式)和中頻頻率而變化，但該設(shè)計在最終應(yīng)用中仍將有效。您只需在利用無緩沖型ADC進行設(shè)計時，認真遵守一些注意事項。

　　了解抗混疊問題

　　ADC是信號鏈中的一項值得注意的模擬功能。無論所選ADC是緩沖型還是無緩沖型，驅(qū)動放大器與轉(zhuǎn)換器之間都需要一個適當?shù)腁AF設(shè)計，用以降低寬帶噪聲和雜散。相比于傳統(tǒng)線性模塊(如混頻器和放大器等)，ADC具有一些非常獨特的特性，其中之一是混疊。

　　混疊是指所有頻率成分“折疊”到基帶或第一奈奎斯特區(qū)。如果在所需信號帶寬(目標奈奎斯特區(qū))外有不需要的雜散和噪聲，混疊就會造成問題。為此，一般會在ADC輸入端之前使用一個抗混疊濾波器。驅(qū)動放大器、抗混疊濾波器和ADC內(nèi)部的采樣網(wǎng)絡(luò)構(gòu)成一個緊密交織的系統(tǒng)，可以對其進行優(yōu)化以有效滿足大多數(shù)應(yīng)用的要求，您只需要知道一些訣竅就能成功。

　　第一步是確定抗混疊濾波器的要求，包括阻帶抑制曲線和通帶紋波要求。這些要求一般由帶外成分決定，必須防止帶外成分混疊到目標頻段內(nèi)。目標是確定可以實現(xiàn)并且仍能滿足要求的最小濾波器階數(shù)，使元件數(shù)量最少，整體系統(tǒng)復(fù)雜度最低。為便于討論，假設(shè)使用無源LC濾波器。

　　一旦確定濾波器后，下一步便是設(shè)置模擬接口的阻抗。較低的阻抗對ADC有利，因為它給采樣網(wǎng)絡(luò)帶來的驅(qū)動阻抗較低，但不利于驅(qū)動放大器。這一點在設(shè)計中很關(guān)鍵。多數(shù)驅(qū)動放大器設(shè)置為驅(qū)動大約75 Ω的阻抗(單端)，這是AAF設(shè)計的一個良好開端。

　　無論何種階數(shù)或類型，LC濾波器在ADC輸入端應(yīng)有一個并聯(lián)電容，此電容對濾波器與ADC的接口至關(guān)重要。該并聯(lián)電容充當?shù)谝痪彌_器，緩沖來自無緩沖型ADC的反沖電荷。電容越大，則對電荷反沖的抑制越好，ADC驅(qū)動性能也就越高。記住，可以在AAF中調(diào)整阻抗，以優(yōu)化ADC性能和/或放大器性能。

　　影響LC濾波器驅(qū)動無緩沖開關(guān)電容高速ADC的另一個因素是濾波器的輸出阻抗Q。濾波器驅(qū)動ADC的采樣網(wǎng)絡(luò)，所以，該輸出阻抗是ADC驅(qū)動阻抗的一部分。如果濾波器驅(qū)動網(wǎng)絡(luò)的Q太高，則ADC內(nèi)部采樣網(wǎng)絡(luò)的電荷反沖會在模擬輸入端引起響鈴振蕩。這種振蕩如果沒有在一個時鐘周期內(nèi)消失，就會造成額外的失真。

　　多數(shù)ADC模擬接口設(shè)計實際上是集總元件網(wǎng)絡(luò)，而不是匹配系統(tǒng)。這種“中頻片”成為“匹配”與集總元件分析——轉(zhuǎn)換器的“可用”帶寬、并聯(lián)電容要求、去Q、波長和走線長度限制——之間的過渡。了解這些變量后，我們將有多種不同的AAF權(quán)衡和設(shè)計方法可以考慮。

　　
AAF設(shè)計示例

　　大多數(shù)模擬接口可以利用驅(qū)動放大器之后的LC抗混疊濾波器來設(shè)計。輸入頻率使得系統(tǒng)可以作為集總元件電路進行分析，而不涉及到阻抗匹配問題。只要信號路徑距離小于模擬輸入波長的1/10，集總元件模型就是充分有效的。即使信號路徑距離較長，通常也不要求阻抗匹配。然而，較長的信號路徑距離會帶來其他問題。

　　板走線路徑會將寄生電感和電容引入LC濾波器。這可以通過濾波器設(shè)計來處理，即改變?yōu)V波器元件值，以補償印刷電路板(PCB)的寄生效應(yīng)。關(guān)鍵問題是要讓抗混疊濾波器的最終并聯(lián)電容盡可能靠近ADC輸入端，從而使采樣網(wǎng)絡(luò)中的電感最小，以免因為模擬接口的時鐘性質(zhì)而引起響鈴振蕩。

　　為了說明這一點，考慮一個簡單的二階LC AAF設(shè)計，它包括一個串聯(lián)電感、并聯(lián)電容和端接電阻，因而該濾波器部分的傳遞函數(shù)如下：

　　其通用二階形式為：

　　如果讓這兩個傳遞函數(shù)的系數(shù)相等，可以得到：

　　并且：

　　對于大多數(shù)應(yīng)用，帶寬和濾波器類型是固定的設(shè)計參數(shù)(本例為巴特沃茲型)。單憑這兩個參數(shù)并不能確定濾波器設(shè)計，最終的決定參數(shù)是阻抗水平，即濾波器的阻抗可以調(diào)整，以便有利于ADC驅(qū)動或放大器負載。

　　假設(shè)帶寬為200 MHz，濾波器類型為二階巴特沃茲響應(yīng)。放大器設(shè)計驅(qū)動150 Ω負載，因此R = 150 Ω、L = 155 nH、C = 4 pF。然而，如果4 pF并聯(lián)電容不足以緩沖電荷反沖，則可以加大放大器的負載為代價，降低AAF阻抗，反之亦然。

　　從實際考慮，AAF設(shè)計還存在其他限制，如電路板物理布局布線等。例如，有時可能無法讓放大器與ADC靠得非常近，這樣一來，電路板布線就成為AAF設(shè)計的一部分。走線路徑會增加額外的串聯(lián)電感和電容，從而影響濾波器的響應(yīng)。

　　這可以通過選擇適當?shù)脑硖幚?，即降低電感值，讓電路板走線來補償實際的AAF電感值。這樣，設(shè)計的最重要部分就是在不違背制造規(guī)則的前提下，讓并聯(lián)電容盡可能靠近ADC輸入端，因為該電容要“緩沖”電荷反沖(參見下圖)。

　　長走線的等效電路實際上會反映一些寄生電感?？紤]上面的等效電路，它看起來像是一個不同的RLC模型。因此，這里的目標是盡量降低電路中的額外走線電感“L”，從而使可能發(fā)生的反沖響鈴振蕩最小，以免產(chǎn)生失真和/或不同的濾波器曲線。這只是一個例子，說明放大器、AAF和ADC需要緊密配合才能使信號鏈有效工作。

　　結(jié)束語

　　高速ADC無論采用緩沖式架構(gòu)，還是采用無緩沖式架構(gòu)，都有各自的理由。無緩沖型高速ADC可能需要更復(fù)雜的模擬接口設(shè)計，但就功耗而言，它可以給整體系統(tǒng)效率帶來很大的好處。無緩沖型ADC設(shè)計要求將模擬接口設(shè)計與采樣網(wǎng)絡(luò)作為一個整體考慮，包括放大器、AAF和ADC的內(nèi)部采樣網(wǎng)絡(luò)。對于大多數(shù)應(yīng)用，只要認真考慮上述變量，就可以圓滿完成任務(wù)。