摘要：詳細(xì)分析了同步整流反激變換器的工作原理和該驅(qū)動(dòng)電路的工作原理，并在此基礎(chǔ)上設(shè)計(jì)了100V~375VDC 輸入，12V/4A 輸出的同步整流反激變換器，工作于電流斷續(xù)模式，控制芯片選用UC3842，對(duì)設(shè)計(jì)過(guò)程進(jìn)行了詳細(xì)論述。通過(guò)Saber 仿真驗(yàn)證了原理分析的正確性，證明該變換器具有較高的變換效率。

　　引言

　　反激變換器具有電路簡(jiǎn)單、輸入輸出電壓隔離、成本低、空間要求少等優(yōu)點(diǎn)，在小功率開(kāi)關(guān)電源中得到了廣泛的應(yīng)用。但輸出電流較大、輸出電壓較低時(shí)，傳統(tǒng)的反激變換器，次級(jí)整流二極管通態(tài)損耗和反向恢復(fù)損耗大，效率較低。同步整流技術(shù)，采用通態(tài)電阻極低的專用功率MOSFET來(lái)取代整流二極管。把同步整流技術(shù)應(yīng)用到反激變換器能夠很好提高變換器的效率。

　　1 同步整流反激變換器原理

　　反激變換器次級(jí)的整流二極管用同步整流管SR 代替，構(gòu)成同步整流反激變換器，基本拓?fù)淙鐖D1(a)所示。為實(shí)現(xiàn)反激變換器的同步整流，初級(jí)MOS 管Q 和次級(jí)同步整流管SR 必須按順序工作，即兩管的導(dǎo)通時(shí)間不能重疊。當(dāng)初級(jí)MOS 管Q 導(dǎo)通時(shí)，SR 關(guān)斷，變壓器存儲(chǔ)能量;當(dāng)初級(jí)MOS 管Q 關(guān)斷時(shí)，SR 導(dǎo)通，變壓器將存儲(chǔ)的能量傳送到負(fù)載。驅(qū)動(dòng)信號(hào)時(shí)序如圖1(b)所示。在實(shí)際電路中，為了避免初級(jí)MOS 管Q 和次級(jí)同步整流管SR 同時(shí)導(dǎo)通，Q 的關(guān)斷時(shí)刻和SR 導(dǎo)通時(shí)刻之間應(yīng)有延遲;同樣Q 的導(dǎo)通時(shí)刻和SR 的關(guān)斷時(shí)刻之間也應(yīng)該有延遲。

　　圖1 同步整流反激變換器

　　2 同步整流管的驅(qū)動(dòng)

　　SR 的驅(qū)動(dòng)是同步整流電路的一個(gè)重要問(wèn)題，需要合理選擇。本文采用分立元件構(gòu)成驅(qū)動(dòng)電路，該驅(qū)動(dòng)電路結(jié)構(gòu)較簡(jiǎn)單、成本較低，適合寬輸入電壓范圍的變換器，具體驅(qū)動(dòng)電路如圖2 所示。SR 的柵極驅(qū)動(dòng)電壓取自變換器輸出電壓，因此使用該驅(qū)動(dòng)電路的同步整流變換器的輸出電壓需滿足SR 柵極驅(qū)動(dòng)電壓要求。

　　圖2 驅(qū)動(dòng)電路

　　該驅(qū)動(dòng)電路的基本工作原理：電流互感器T2 與次級(jí)同步整流管SR 串聯(lián)在同一支路，用來(lái)檢測(cè)SR 的電流。當(dāng)有電流流過(guò)SR 的體二極管，則在電流互感器的二次側(cè)感應(yīng)出電流，該電流通過(guò)R1 轉(zhuǎn)變成電壓，當(dāng)電壓值達(dá)到并超過(guò)晶體管Q1 的發(fā)射結(jié)正向電壓時(shí)，Q1 導(dǎo)通，達(dá)到二極管VD 導(dǎo)通電壓時(shí)，VD 導(dǎo)通對(duì)其箝位。晶體管Q1 導(dǎo)通后，輸出電壓通過(guò)圖騰柱輸出電路驅(qū)動(dòng)SR 開(kāi)通。當(dāng)SR 中的電流在電流互感器二次側(cè)電阻R1 上的采樣電壓降低到Q1 的導(dǎo)通閾值以下時(shí)，Q1 關(guān)斷，SR 關(guān)斷。圖中同步整流管驅(qū)動(dòng)電路各元件的功能說(shuō)明如下：

　　SR 為同步整流管，用來(lái)代替整流二極管;

　　T2 為電流互感器，用來(lái)檢測(cè)通過(guò)SR 的電流，當(dāng)有電流流過(guò)SR 的體二極管，則在電流互感器的二次側(cè)感應(yīng)出電流;

　　R1 用來(lái)將互感器二次側(cè)感應(yīng)出的電流轉(zhuǎn)變成電壓，同時(shí)R1 的值決定同步整流管開(kāi)通和關(guān)斷時(shí)電流互感器二次側(cè)電流大小;

　　C1 和二極管VD 用來(lái)對(duì)互感器二次側(cè)的電壓進(jìn)行濾波和箝位;

　　偏置電阻R2，下拉電阻R3 和晶體管Q1 構(gòu)成開(kāi)關(guān)電路，利用Q1 的飽和截止，實(shí)現(xiàn)同步整流管SR 的導(dǎo)通和關(guān)斷;

　　Q2 和Q3 構(gòu)成圖騰柱輸出電路，提供足夠大的電流，使SR 柵源極間電壓迅速上升到所需要值，保證SR 能快速開(kāi)通。同時(shí)為SR 關(guān)斷時(shí)提供反向抽取電流回路，加速SR 關(guān)斷。

　　3 同步整流反激變換器的設(shè)計(jì)

　　同步整流反激變換器的電路如圖3 所示，控制芯片選用UC3842。設(shè)計(jì)技術(shù)指標(biāo)如下：

　　輸入電壓Ui：100~375VDC

　　輸出電壓Uo：12V

　　輸出電流Io：4A

　　開(kāi)關(guān)頻率fs：100KHz

　　最大占空比Dmax：0.45

　　效率：η>80%

　　工作方式：斷續(xù)模式

　　圖3 同步整流反激變換器電路

　　3.1 啟動(dòng)電路設(shè)計(jì)

　　芯片 UC3842 工作的開(kāi)啟電壓為16V，在芯片開(kāi)啟之前，芯片消耗的電流在1mA 以內(nèi)。

　　正常工作后，欠壓鎖定電壓為10V，上限為34V，芯片消耗電流約為15mA。啟動(dòng)時(shí)由輸入直流電壓通過(guò)啟動(dòng)電阻R4 向電容C2 充電，芯片消耗電流在1mA 以內(nèi)，電容C2 上電壓不斷上升，當(dāng)芯片7 腳上電壓升至16V 時(shí)UC3842 開(kāi)始工作，芯片消耗電流約為15mA，電容C2 上電壓下降，輔助繞組上開(kāi)始有電壓，電容C3 上電壓逐漸升高，當(dāng)電容C3 上電壓高于電容C2 上電壓，二極管VD2 導(dǎo)通，由輔助繞組供電。

　　輔助繞組供電電壓取15V，電壓紋波要求不高，濾波電容C3 取47μF。為了芯片可靠啟動(dòng)，電容C2 取100μF，電阻R4 取68KΩ，在輸入電壓最小時(shí)，通過(guò)啟動(dòng)電阻R4，能提供1.2mA的啟動(dòng)電流。3.2 變壓器設(shè)計(jì)

　　反激變換器工作于DCM，但隨著輸入電壓減小或負(fù)載電流增大，占空比變大，可能會(huì)從DCM 變成CCM。因此為保證反激變換器在整個(gè)輸入電壓和負(fù)載電流變化范圍內(nèi)都工作在DCM 且占空比不超過(guò)要求的最大值，設(shè)計(jì)變壓器滿足反激變換器在輸入電壓最小Ui =100V、負(fù)載電流Io =4A 和效率η =80%時(shí)工作在電流臨界連續(xù)模式，且占空比不超過(guò)要求的最大值 Dmax =0.45。選用EI 型鐵氧體磁芯，其型號(hào)為EI30，為減少漏感，采用三明治繞法繞制變壓器。初級(jí)電感為146.85μH，變壓器的匝比為：

　　初級(jí)繞組 N p選用直徑為0.56mm 的銅線單股繞制，次級(jí)繞組 Ns 選用直徑為0.56mm 的銅線3 股并繞，輔助繞組 Na 選用直徑為0.56mm 的銅線單股繞制。

　　3.3 RCD 箝位電路設(shè)計(jì)

　　當(dāng)開(kāi)關(guān)管 Q 關(guān)閉時(shí)，初級(jí)電感 Lp 中的能量將轉(zhuǎn)移到次級(jí)輸出，但漏感Ll 中的能量將不能傳遞到次級(jí)，轉(zhuǎn)移到箝位電路的電容Cc ，然后這部分能量被箝位電阻 R c消耗。電容c C上的電壓在開(kāi)關(guān)管關(guān)斷的一瞬間沖上去，然后一直處于放電狀態(tài)。電容 C c的值應(yīng)取得足夠大以保證其在吸收漏感能量和釋放能量時(shí)自身兩端電壓uc( t )紋波足夠小。因此電容Cc 兩端電壓uc( t )為基本為恒定值Uc 。同時(shí)電容 Cc 上的電壓不能低于次級(jí)到初級(jí)的反射電壓Uo × (Np / Ns )，否則開(kāi)關(guān)管關(guān)斷期間，二極管導(dǎo)通，RCD 箝位電路將成為該變換器的一路負(fù)載。因此開(kāi)關(guān)管承受的尖峰電壓被箝位為：

　　輸入電壓最大值為 Uimax ，開(kāi)關(guān)管的最大耐壓值為 U dsmax，考慮80%的降額使用系數(shù)，則電容 C c兩端電壓Uc 的大小可由式(1)確定。

　　漏感存儲(chǔ)的能量完全被電阻Rc 消耗，則電阻 Rc 的大小可由式(2)確定。

　　為保證電容 Cc 兩端電壓紋波足夠小，需RcC c 》 Ts ，取10 倍關(guān)系，則電容 C c的大小由式(3)確定。

　　選用美國(guó)Fairchild 公司生產(chǎn)的FQPF5N60 場(chǎng)效應(yīng)管，該管允許通過(guò)的最大電流為5A，最大耐壓值為600V;漏感取變壓器初級(jí)電感的3%，4.5μH。RCD 箝位電路中，取 R c為6KΩ，Cc 為0.015μF， VDc 采用快恢復(fù)二極管FR107。

　　3.4 電流檢測(cè)電路設(shè)計(jì)

　　初級(jí)電感電流通過(guò)插入一個(gè)與開(kāi)關(guān)Q的源極串聯(lián)的以地為參考的取樣電阻RS轉(zhuǎn)換成電壓。此電壓由電流取樣輸入端(3 腳)監(jiān)視并與來(lái)自誤差放大器的輸出電平比較。在正常的工作條件下，初級(jí)電感電流峰值由誤差放大器的輸出 U e控制，滿足：

　　電流檢測(cè)比較器反向輸入端箝位電壓為1V，因此初級(jí)電感電流峰值限制為：

　　取RS 為0.33Ω，在RS 和3 腳之間，常用R、C 組成一小的濾波器，用于抑制功率管開(kāi)通時(shí)產(chǎn)生的電流尖峰，其時(shí)間常數(shù)近似等于電流尖峰持續(xù)時(shí)間(通常為幾百納秒)，取R為1KΩ，C 為470pF。

　　 3.5 同步整流管驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)

　　同步整流管選用IR 公司的IRF3205 型N 溝道功率MOSFET，漏源擊穿電壓U(BR)DSS=55V，漏極電流ID=110A(25°C)，最大柵源電壓UGS(max)=±20V，開(kāi)通電壓UGS(th)=4V，導(dǎo)通電阻RDS(on)=0.008Ω。同步整流驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)主要集中在電流互感器T2 的設(shè)計(jì)上。電流互感器磁環(huán)型號(hào)選用R10， Ae = 7.83×10-6 m2 ，磁芯材料選用N30，Bmax=0.2T。繞組N1 由于流過(guò)的電流比較大，為減小損耗，匝數(shù)確定為1 匝，為保證繞組N2 在SR 關(guān)斷期間退磁，繞組N2 需滿足：

　　為有充足的裕量，取N2 為20 匝。保證SR 開(kāi)通關(guān)斷的快速性，設(shè)定變換器次級(jí)電感電流達(dá)到30mA，SR 開(kāi)始導(dǎo)通或關(guān)斷，則取R1 為470 Ω。取C1 為1nF，R1 為100 Ω，R3 為470 Ω。

　　3.6 反饋電路設(shè)計(jì)

　　反饋電路采用TL431 配合光耦PC817 作為參考、隔離、取樣，電路中將UC3842 內(nèi)部的誤差放大器反向輸入端2 腳直接接地，PC817 的三極管集電極直接接在誤差放大器的輸出端1 腳，跳過(guò)芯片內(nèi)部的誤差放大器，直接用1 腳做反饋，然后與電流檢測(cè)輸入的第3 腳進(jìn)行比較，通過(guò)鎖存脈寬調(diào)制器輸出PWM 驅(qū)動(dòng)信號(hào)。當(dāng)輸出電壓升高時(shí)，經(jīng)電阻R5，R6 分壓后輸入到TL431 的參考端的電壓也升高，此時(shí)流過(guò)光耦中發(fā)光二極管的電流增大，PC817三極管集電極電流增大，三極管集射級(jí)電壓減小，UC3842 的6 腳輸出驅(qū)動(dòng)信號(hào)的占空比變小，于是輸出電壓下降，達(dá)到穩(wěn)壓的目的。反之亦然，使輸出保持恒定，不受輸入電壓或負(fù)載變化的影響。

　　TL431 參考輸入端電壓ref U 為2.5V，電流為1.5μA，為了避免此端電流影響分壓比和避免噪聲的影響，通常取流過(guò)電阻R6 的電流為參考輸入端電流的100 倍以上，所以:

　　根據(jù)TL431 的特性，R5、R6、Uref 和 U o有固定的關(guān)系：

　　PC817 三極管集電極電流Ic 受發(fā)光二極管正向電流If 控制，由PC817 技術(shù)手冊(cè)知，當(dāng)二極管正向電流If 在5mA 左右變化時(shí)，Ic 和If 具有很好的線性關(guān)系，三極管的集射電流Ic在5mA 左右變化。所以:

　　式中Uvref 為芯片8 腳電壓5V， U comp 為芯片1 腳電壓，計(jì)算時(shí)取系統(tǒng)穩(wěn)定時(shí)1 腳電壓最大值。

　　TL431 正常工作時(shí)需要陰極至陽(yáng)極電壓Uka 大于2.5V，PC817 二極管正向?qū)▔航礥f為1.2V。所以:

　　經(jīng)過(guò)計(jì)算及仿真調(diào)試，得到反饋電路的阻容參數(shù)。取R6 為1KΩ，R5 為3.8KΩ，R8 為1KΩ，R9 為120Ω，R7 為150KΩ，C4 為1nF。4 仿真分析與結(jié)論

　　應(yīng)用 Saber 仿真軟件對(duì)本文設(shè)計(jì)的同步整流反激變換器進(jìn)行仿真。圖4 為輸入電壓200V，滿載時(shí)，初級(jí)MOS 管Q、次級(jí)同步整流管SR 驅(qū)動(dòng)信號(hào)和次級(jí)電感電流波形。由圖可見(jiàn)，Q 關(guān)斷后，SR 經(jīng)過(guò)很短的延遲后就開(kāi)通，次級(jí)電感電流降至接近零時(shí)，SR 關(guān)斷。圖5 為輸入電壓100V、200V、250V、300V 和375V，滿載條件下，分別采用同步整流和二極管整流時(shí)，系統(tǒng)效率的分布圖。

　　仿真結(jié)果與本文對(duì)同步整流反激變換器和同步整流管驅(qū)動(dòng)電路的工作原理分析一致。同時(shí)仿真結(jié)果證明，該驅(qū)動(dòng)電路可以很好實(shí)現(xiàn)同步整流功能，采用同步整流技術(shù)可以較好提高傳統(tǒng)反激變換器的效率。輸入電壓100V，滿載時(shí)，變換器效率最高為87.7%。

　　圖4 Ugs(Q)，Ugs(SR)，is 的波形

　　圖5 系統(tǒng)效率的分布圖