摘要：設計了一種結構簡單，容易制造的開槽波導功率分配器／合成器。該合成器采用錐形微帶線一波導的過渡結構，每路微帶線傳輸部分由小腔體進行隔離。通過CST仿真軟件，設計了一個中心頻率為35 GHz的Ka頻段的功率合成器。仿真結果顯示，該結構回波損耗小于-20 dB時的帶寬達近500 MHz，且插入損耗小于0．1 dB?？梢姡哂袠O低的插入損耗和較低的回波損耗。
關鍵詞：空間功率合成；開槽波導；功分器；CST

0 引言
    當前，在本地多點分配業(yè)務這種無線通信系統(tǒng)中，越來越多地用到毫米波段?；景l(fā)射機需要中、高功率的固態(tài)功率放大器。盡管目前在高頻半導體技術和芯片制作方面取得不小的進展，但是毫米波設備仍然受制于它們的最大輸出功率。目前，市場上可以買到的毫米波段功率放大器芯片MMIC一般只有幾瓦的輸出功率，因此要獲得足夠高的輸出功率，需用好幾片MMIC進行合成。
    空間合成器因為其較低的插入損耗和更高的合成效率，從而比傳統(tǒng)的電路合成更受歡迎，它們的合成效率與用于合成的芯片數(shù)量有關。在制作時，合成電路應盡可能緊湊，但是實際尺寸卻受芯片大小、偏置電路、散熱等方面的影響。
    本文介紹的空間功率合成方案，采用開槽矩形波導與多路錐形微帶線耦合的方案。該方案中，開槽矩形波導的結構比較簡單，容易制作，尺寸也不大，而且散熱很好。在制作10～33 GHz的功率放大器時備受推崇。這種方式構建的放大器，維修起來也很容易，若要獲得更大的合成功率，只需要使用較大功率的芯片代替某路原有芯片即可。當然，這些高頻段的芯片體積都很小，在裝配時必須非常小心。

1 工作原理與結構
    開槽波導空間合成器的工作原理和開槽波導功分器的外形如圖1所示。信號從波導口輸入，通過開在波導寬邊或窄邊上的縱向槽耦合到微帶線中實現(xiàn)功分，經過放大器放大后的信號再由微帶到槽耦合后合成。

    開槽波導功分器按能量在波導中的傳播方式不同可分為行波式和駐波式。行波工作方式下，可在波導終端填充吸收材料，避免在波導內形成駐波，耦合槽的位置無特別要求；在駐波工作方式下，波導終端短路，能量在波導中呈駐波分布，耦合槽應開在電場的波腹位置。
    這兩種工作方式下，能量在波導內的分布不同也帶來了耦合系數(shù)設置的不同。以4路功分為例，為得到等功率分配，駐波工作方式各路的耦合系數(shù)相同。都是1／4；行波工作方式下能量在波導內傳輸時逐級遞減，耦合系數(shù)的設置為第1路1／4，第2路1／3…第4路應保證耦合系數(shù)為1。
    本文最終采用的功分器方案為駐波式，開槽方式為波導邊側開槽。波導槽位置、尺寸的初始值可以由如下方式確定：
    方法一：借鑒波導裂縫陣天線的設計方法，引入分布參數(shù)等效電路，其等效圖如圖2所示。

    忽略槽間互耦影響，每個耦合槽帶來的不連續(xù)性用并聯(lián)在傳輸線上的一對復阻抗單元等效。如圖3所示。電導GK與電納BK分別代表第K個耦合槽帶來的不連續(xù)性；Y0為波導特性導納；LK(K=1，2，…，N)為第K個波導即微帶過渡單元中心和第(K+1)個波導即微帶過渡單元中心的距離。那么每一節(jié)波導部分的合導就是：
   
    在特定頻率下，阻抗單元的虛部消失，表現(xiàn)為純電導，即耦合槽的輻射電導。諧振長度的尋找可通過CST仿真來實現(xiàn)。以開槽長度為優(yōu)化參數(shù)，Im Y11為優(yōu)化目標，當Im Y11=0時，長度就是此時的諧振長度。

    為使槽與波導達到良好匹配而降低駐波，開槽單元的電導必須滿足以下條件：

    式中：；x為耦合槽偏離波導，中心線的距離；a，b為波導尺寸。因為4路等功率分配，gi均取1／4，則根據上式可近似得到4路耦合槽相對波導中心距離。
    開槽寬度根據擊穿強度確定，在開槽的中心部位，槽邊之間的電壓達到最大值，此處應有擊穿電壓3～4倍的余量。在耦合系數(shù)相同的情況下，每個耦合槽上分擔的輻射功率是相同的，則每個槽上的最大電壓為：

    式中：Enp為發(fā)生擊穿時的電場強度，由此可得最小槽寬。實際上，槽寬還必須兼顧加工的難易程度，若槽寬太小，則無法用常規(guī)機械加工手段實現(xiàn)。通過以上分析推導，可得波導開槽的尺寸、位置初始值。
    方法二：波導槽位置、尺寸的設計可用全波分析方法對整個功分合成器建模，然后進行迭代求解。但由于結構過于復雜，這種方法將耗費大量機時。理想的功率分配／合成網絡要求每一個分配和合成單元都有相同的放大幅度和相位。對于每個單一的波導——微帶過渡單元來說，設計的目標是達到恰當?shù)牟▽У轿У鸟詈?。這可以通過調整錐形微帶線外形、開槽寬度、長度和它距離波導邊的距離來獲得。而整個分配／合成網絡就可以通過級聯(lián)N個波導——微帶的過渡單元來實現(xiàn)。
    基于該方法，一個4路的功率分配／合成網絡就可以設計出來了。這個網絡可以等效為4個波導即微帶過渡單元的級聯(lián)。每個單元都包含一個波導寬邊的徑向槽和一個錐形微帶線。因此該網絡的設計就可以簡化為單個的波導——微帶過渡單元的設計。
1．2 開槽波導空間合成器的結構
    開4個槽的波導功率合成器拓撲圖如圖3所示。它由4個開在輸入波導同一E面的槽組成，這些槽將輸入功率分為4路同相等幅的信號。每路信號耦合進入錐形微帶線后，饋入固態(tài)功率放大器件，放大后的信號由具有同樣槽的輸出波導合成。在每個波導最后一個槽后放置短路面，距槽中心距離為1／4波長的奇數(shù)倍。

2 建模仿真
    先分析錐形微帶線到波導的過渡并進行仿真，得到相關參數(shù)的初步結果，尺寸如圖4所示。

    假設四路功分器彼此隔離，標準波導BJ-320的壁厚1 mm，波導長度為5個波長，在該波導E面開一槽，距波導側面h2，槽長l，槽寬w。短路面距槽中心距離為3λ／4，λ為波導波長，這里λ是理論值，實際工作中有所出入可以通過仿真優(yōu)化得到最優(yōu)值?；褂媒殡姵?shù)相對較小的Duroid5880(εr=2．2)，厚度0．254mm。
    4 路功分器結構在CST中的仿真模型及電場分布圖如圖5，圖6所示。

    仿真目標是每個輸出端口有相同的輸出功率，即-6 dB的插損；信號相位一致，在開槽波導中，槽的不連續(xù)性使得電磁波在波導中的相速發(fā)生改變，使得最后輸出相位不一致，所以相位的調節(jié)只能依賴于調整功率分配單元之間的距離和微帶線長度來實現(xiàn)。駐波式功分器，波導上縫隙之間的間隔必須等于半波長的整數(shù)倍，考慮到振蕩的影響和偏置電路的安放空間，本文選取一個波長作為縫隙間距，但需要對其進行優(yōu)化。各參數(shù)取值如表1所示。

    仿真結果如圖7，圖8所示。由圖可以看出，在34．3～35．3 GHz頻段幅度一致性和相位一致性較好。

    兩個功分器背靠背相連構成功分-放大-合成網絡時存在兩種方式：對稱式和反對稱式，其結構示意圖如圖9，圖10所示。其中圖9為對稱式，圖10為反對稱式。

    比較圖11和圖12，反對稱式背靠背結構傳輸系數(shù)在頻率高端優(yōu)于對稱式結構，這是由于反對稱結構在功率合成時可以對功分帶來的相位不平衡進行一定的補償。

3 結語
    本文主要研究了具有錐形耦合微帶線的開槽波導功率分配器／合成器，其優(yōu)勢在于將功分與波導-微帶轉換同時完成，有效降低了系統(tǒng)損耗，減小了體積(理論上尺寸只有53 mm×21 mm×8 mm)。目前，雷達、通信、航天測控和精確制導系統(tǒng)迫切需要大功率毫米波固態(tài)源，功率從數(shù)瓦到數(shù)十瓦，甚至數(shù)百瓦以上，這必將促進毫米波功率合成技術的快速發(fā)展。