在您努力想要找到正確的電壓參考設計時，高分辨率混頻信號器件會帶來一個有趣的挑戰(zhàn)。盡管沒有一款適合所有電壓參考設計的通用解決方案，但是圖 1 所示電路還是為您的 16 位以上的轉換器提供了一款不錯的解決方案。

高分辨率轉換器存在的一些問題是電壓參考噪聲、穩(wěn)定性，以及該參考電路驅動轉換器電壓參考引腳的能力。R1、C2 和 C3 無源濾波器隨電壓參考噪聲急劇下降。這種低通濾波器的轉角頻率為 1.59Hz。該濾波器可減少寬帶噪聲和極低頻噪聲。附加 R-C 濾波器使噪聲水平降至20位ADC的可控范圍以內。這一結果令人鼓舞。但是，如果電流受到拉力，從 ADC 參考引腳流經 R1，則壓降會破壞轉換，因為每個位判定 (bit decision) 都有一次壓降(請參見參考文獻 1)。

圖 1 所示電路圖有一個運算放大器 (op amp)，旨在“隔離”C2、R1 和 C3 低通濾波器，并為 ADC 的電壓參考引腳提供足夠的驅動力。25℃ 時，CMOS 運算放大器 (OPA350) 的輸入偏置電流為 10 pA。這一電流與 R1(10 kΩ)共同產生一個 100 nV 的恒定 DC 壓降。這種水平的壓降不會改變 23 位 ADC 的最終位判定。運算放大器的輸入偏置電流隨溫度變化而改變，這是實際情況，但在 125℃ 溫度下您可以預計一個不超過 10 nA 的最大電流值，其在 100℃ 溫度范圍產生 100 μV 的變化。

我們需要將 R1 的這種壓降考慮進來。該壓降會增加電壓參考器件的誤差。假設電壓參考電路的初始誤差為 ±0.05%，且誤差溫度為 3 ppm/℃。參考電壓為 4.096 伏時，室溫下初始電壓參考誤差等于 2.05 mV，125℃ 時增加 1.23 mV。圖 1 所示電路中，隨著運算放大器偏移和輸入偏置電流誤差的變化，參考電壓器件占主導地位。連接至圖 1 所示電路的 ADC，承受的誤差是參考電壓、R1 和 OPA350(增益誤差)所產生誤差的和。

運算放大器驅動一個10 μF 電容器 (C4) 和 ADC 的電壓參考輸入引腳。位于 C4 上的電荷提供 ADC 轉換期間所需的電荷。在 AD C的數(shù)據(jù)采集和轉換期間，C4 容量的大小為 ADC 的參考引腳提供一種恒定的電壓參考，其通常具有約 2 到 50 pF 的輸入電容。

圖 1 所示電路中，需要注意的最后一點。C4 和運算放大器開環(huán)輸出電阻 (RO) 改變放大器的開環(huán)增益 (AOL) 曲線時，您可以對放大器的穩(wěn)定性做折中處理。參考文獻 2 中的討論說明了找出這一問題的過程。基本上而言，具有較好穩(wěn)定性的電路是改進運算放大器 AOL 曲線和閉環(huán)電壓增益曲線的閉合速率為 20dB 的電路。

該穩(wěn)定電路中，極點和零點的頻率位置計算如下，其中 OPA350 的開環(huán)輸出電阻為 50Ω (RO)，而 C4 (RESR) 的 ESR 為 2 mΩ。

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