1 引言

PWM整流器不僅可以控制AC/DC 變換性能，而且可實現(xiàn)網(wǎng)側(cè)單位功率因數(shù)和正弦波電流控制，甚至能使電能雙向傳輸[1],因此被廣泛應(yīng)用于功率因數(shù)補償、高性能整流器、電能回饋、有源濾波等領(lǐng)域。整流器的輸入端來自電網(wǎng)的三相電源，其相序a,b,c 在保證相位差120°的前提下只是一個相對量，而整流器算法中三相電源的相序涉及大量的數(shù)學(xué)變換以及PWM 波的輸出，需在輸入端定義。這樣如果輸入端接線錯誤，就不能實現(xiàn)算法功能。因此在不同的電網(wǎng)環(huán)境，必須先用儀器測量相序，再讓整流器工作，這樣的過程繁瑣且容易出錯。在此提出一種新的三相電源相序調(diào)整方法，有效地解決了上述問題。

2 PWM 整流器的數(shù)學(xué)模型及控制策略

2.1 PWM 整流器的基本結(jié)構(gòu)

圖1 示出三相VSR 主電路結(jié)構(gòu)?？梢姡撾娐酚山涣鱾?cè)三相電感、三相全控橋、直流側(cè)濾波電容組成。當(dāng)VSR 正常工作時，通過PWM 波控制開關(guān)管的關(guān)斷順序，實現(xiàn)能量的雙向傳輸。

圖1 三相橋式電壓型PWM 整流器

橋臂上下兩個功率開關(guān)管的導(dǎo)通是互補的，即上橋臂開關(guān)管導(dǎo)通時，對應(yīng)的下橋臂功率開關(guān)管關(guān)斷，其相應(yīng)的邏輯開關(guān)函數(shù)為：

2.2 數(shù)學(xué)模型及控制策略

設(shè)定電網(wǎng)電壓為：

式中：uao,ubo,uco分別為交流側(cè)a,b,c 與電源中點o 間的電壓;Up為峰值電壓。

由式(1)可得出三相靜止坐標(biāo)系下的開關(guān)函數(shù)數(shù)學(xué)模型為：

2 式中：ia,ib,ic為交流側(cè)電流;Udc為直流側(cè)的負(fù)載電壓。

為判別相序，將三相電壓轉(zhuǎn)換成線電壓。根據(jù)Clarke 變換，將a,b,c 坐標(biāo)系轉(zhuǎn)換為α，β 坐標(biāo)系：

式中：uab,ucb分別為線電壓，且以b 相為參考點;uα,uβ,iα,iβ分別為α，β 坐標(biāo)系中的電壓和電流。

根據(jù)Park 變換，將α，β 坐標(biāo)系轉(zhuǎn)換為兩相旋轉(zhuǎn)d,q 坐標(biāo)系：

式中：ud,uq,id,iq分別為d,q 坐標(biāo)系中的電壓和電流;θ=2πft,f 為電網(wǎng)頻率，0≤t≤Tuα,Tuα為uα的周期。

經(jīng)過以上變換后，在d,q 坐標(biāo)系中的三相電壓型PWM 整流器的數(shù)學(xué)模型為：

令交流側(cè)電壓矢量在d,q 軸上的分量分別為upd=UdcSq,upq=UdcSd.在式(6)中，d,q 軸變量互相耦合，因而不能對其電流進(jìn)行單獨控制。通過id,iq的前饋解耦控制，對ud,uq進(jìn)行前饋補償，并且采用電流預(yù)測法對電流環(huán)進(jìn)行控制，方程如下：

式中：id* 為電壓環(huán)PI 的輸出值;iq*=0.

將第k+1 次

采樣周期時輸入電流的采樣值，用給定值id*(k+1)，iq*(k+1)來代替，計算出符合電流變化的輸出電壓矢量。在PWM 中運用空間矢量法合成輸出電壓矢量，使下一次采樣時刻的實際電流以最佳特性跟隨下一時刻的參考電流。

控制系統(tǒng)的電壓外環(huán)采用PI 調(diào)節(jié)器，其輸出得到三相參考電流幅值基準(zhǔn)i*,i* 就是d,q 旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的電流給定值id*(k+1)，iq*(k+1)。只要在開關(guān)周期內(nèi)實現(xiàn)式(7)，即可實現(xiàn)電流無差拍控制。