隨著手機(jī)與其他便攜式電子設(shè)備變得日益先進(jìn)，處于工作與待機(jī)狀態(tài)的系統(tǒng)消耗的電量也越來越大。因此，便攜式設(shè)備的電源管理設(shè)計(jì)在核心電壓、能量管理以及電池使用壽命等方面面臨著新的挑戰(zhàn)。

硬件設(shè)計(jì)人員已經(jīng)開始采用先進(jìn)的高集成度電源管理器件，其具備核心電壓縮放及各種穩(wěn)壓器，可為其他軌提供電力(如存儲器、I/O等)。不過這些復(fù)雜的解決方案不一定能為系統(tǒng)設(shè)計(jì)人員提供足夠的靈活性。

本文將在TI第一代高頻降壓轉(zhuǎn)換器的基礎(chǔ)上，概括性地介紹解決動態(tài)電壓管理問題的一種創(chuàng)新方法。

系統(tǒng)概覽

針對便攜式應(yīng)用的現(xiàn)代處理器大部分都有著集成的I2C接口，連接至外部電源管理單元。(圖1)顯示了生成自適應(yīng)核心電源的可選解決方案。處理器核心消耗的功率與工作頻率以及VCORE2成正比。

圖1，自適應(yīng)電壓縮放系統(tǒng)概覽

基于 TPS62300 (3MHz同步降壓轉(zhuǎn)換器)和 DAC6571(10位數(shù)模轉(zhuǎn)換器)的雙芯片解決方案將高準(zhǔn)確度和超小電壓步進(jìn)結(jié)合在了一起。

根據(jù)處理器的工作頻率，核心電壓可非常準(zhǔn)確地動態(tài)調(diào)節(jié)至較低限值，從而最小化功耗。使用該原則不僅可降低活動模式下的功耗，還可通過減少深度睡眠模式下的漏電流來延長待機(jī)時(shí)間。

核心電壓的中心

德州儀器(TI)近期發(fā)布了TPS62300，它是新一代高頻降壓轉(zhuǎn)換器的旗艦產(chǎn)品，工作在3MHz的交換頻率上。先進(jìn)的求和比較器電壓模式控制拓?fù)涮嵘朔€(wěn)壓性能的新層次。最佳的瞬態(tài)響應(yīng)和輸出電壓準(zhǔn)確度可滿足現(xiàn)代核心所要求的最嚴(yán)格電壓規(guī)范。

TPS62300 可與低至 1.0uH的電感以及低至4.7礔的輸出電容共同工作，這就可以使用微型低成本的芯片電感。該器件還采用芯片級小型封裝(2mm x 1mm x 0.65mm)，從而在小巧外觀解決方案的尺寸成為關(guān)鍵因素時(shí)，能夠滿足移動電話制造商的需求。

方便的動態(tài)電壓縮放

圖2顯示了簡化的TPS62300塊示意圖。其目的在于說明器件的增益架構(gòu)和控制回路設(shè)計(jì)。我們注意到，其不同于傳統(tǒng)穩(wěn)壓器的一個(gè)地方是輸出電壓的設(shè)置方式。

圖2，TPS62300簡化的結(jié)構(gòu)示意圖

就傳統(tǒng)而言，參考電壓作用于故障放大器的正極，我們通過傳感輸出電壓并通過外部電阻器將其拆分為參考電壓，從而對所需的輸出電壓進(jìn)行編程。

TPS62300通過內(nèi)部低功率低偏移運(yùn)算放大器和外部電阻器編程放大參考電壓(VREF = 400mV)至所需輸出電壓的三分之二，從而生成輸出電壓。該電壓成為“動力系”的參考，其DC封閉回路增益(APT)為1.5。

功率放大器中的固定封閉回路增益不僅提供不變的“小信號”瞬變響應(yīng)(不管編程輸出電壓如何)，而且在L/C組合方面還實(shí)現(xiàn)了很嚴(yán)格的穩(wěn)壓誤差率和穩(wěn)健性。

圖3，TPS62300參考電壓放大器

(圖3)詳細(xì)給出了用于放大帶隙參考電壓的運(yùn)算放大器的實(shí)施情況。該低偏移運(yùn)算放大器可視為一個(gè)帶有A類輸出級的理想放大器，其特點(diǎn)是能夠提供電流，但不會吸收電流。

為了實(shí)現(xiàn)帶有負(fù)反饋的線性系統(tǒng)，帶隙緩沖放大器需用低于VREF (400mV)的DAC電壓操作。只有這樣電流才能流出ADJ引腳，并通過R1和R2電阻器流向GND。

假定DAC電壓高于VREF，則VREF允許電流通過R 1 和R 2 的另一循環(huán)進(jìn)入ADJ引腳。由于運(yùn)算放大器輸出級(MOS1)只能提供電流，因此它不能再以線性模式工作。在這種情況下，用于電壓跟隨器配置的MOS1晶體管阻抗很高。實(shí)際上，為了“越過”ADJ電壓，我們只需將FB電壓保持高于內(nèi)部參考電壓(VREF)即可。

如果DAC電壓高于ADJ，參考進(jìn)入ADJ引腳的電阻，則應(yīng)考慮配備外部默認(rèn)電壓設(shè)置電阻器R 1 和R 2 (1M ±30%)。

事實(shí)上，R1和R2串聯(lián)和進(jìn)入ADJ引腳的電阻形成了分壓器。為了在溫度、線路和負(fù)載差異情況下實(shí)現(xiàn)誤差不超過1%的DC準(zhǔn)確度，我們建議R 1 + R 2 的阻值在 20k 的范圍內(nèi)選擇。

(圖4)顯示了TPS62300輸出電壓響應(yīng)和DAC電壓的關(guān)系。為了實(shí)現(xiàn)動態(tài)電壓管理應(yīng)用的最佳性能，我們建議工作時(shí)的DAC電壓高于450mV。

圖4，輸出電壓和DAC控制電壓的關(guān)系

I2C控制的自適應(yīng)電壓縮放

(圖5)顯示了基于TPS62300和DAC6571的電路實(shí)施。TPS62300可提供高達(dá)500mA的輸出電流和低至0.6V的輸出電壓。

圖5，動態(tài)電壓管理的應(yīng)用電路

10位D/A轉(zhuǎn)換器DAC6571采用小型6引腳SOT23封裝。該設(shè)備是TI單通道D/A轉(zhuǎn)換器系列DAC7571/6571/5571的一部分，可提供12/10/8位的解析度。上述產(chǎn)品集成了一個(gè)I2C接口，可支持標(biāo)準(zhǔn)/快速模式(最大400 kbps)和高速模式(最大3.4 Mbps)。上電時(shí)，集成的重置上電電路系統(tǒng)將輸出電壓設(shè)置為0V。

在此應(yīng)用中，TPS62 300直接由單個(gè)鋰離子電池供電。DAC6571采用穩(wěn)壓電源，本例為2.85V。該電源電壓可由另一系統(tǒng)軌得出。D/A轉(zhuǎn)換器的架構(gòu)建立在R/2R電阻器串的基礎(chǔ)之上，由設(shè)計(jì)指定為單調(diào)。

就核心電源電壓而言，我們需要考慮兩種不同的操作模式：

● 默認(rèn)輸出電壓：

該電壓在啟動時(shí)DAC重置上電后有效。只要DAC未通過I2C接口編程，其輸出電壓將保持在0V。在此階段，核心電壓可由電阻器R1和R2根據(jù)表1(設(shè)置默認(rèn)輸出電壓)中給出的方程式計(jì)算得出。

● DAC控制的輸出電壓：

在此模式下，D/A轉(zhuǎn)換器輸出電壓應(yīng)高于0.45V，以利用“超越”功能。在此模式下，核心電壓可根據(jù)表1(MOS1高阻抗)中給出的方程式計(jì)算得出。

表1，總結(jié)了電源轉(zhuǎn)換器的操作：

DAC6571的輸出電壓計(jì)算如下：

D：二進(jìn)制代碼的十進(jìn)制等效值，加載到DAC寄存器中，其范圍可從0到1023。

VDD：DAC電源電壓

DAC控制模式中的核心電壓V OUT 可按如下公式計(jì)算：

DC動力系放大 APT 典型值= 1.5

(圖6)顯示了V DAC (DAC 輸出電壓)與 V OUT (核心電壓)，其取決于 DAC 編程值。

圖6，VDAC 和 VOUT 電壓以及 DAC 值對照

在此應(yīng)用中，我們選擇了1.3V的默認(rèn)核心電壓。因此，R1 和 R2 必需的電阻器值應(yīng)為：

R1：9.5k R2：8.2k

(圖 7)顯示了上電過程中的默認(rèn)核心電壓調(diào)節(jié)。TPS62300 為 3.9Ω的電阻性負(fù)載供電，這就在 1.3V 默認(rèn)輸出電壓上形成 330mA 的負(fù)載電流。在(圖7) 中，DC/DC 轉(zhuǎn)換器的啟動引腳 (EN) 與 VIN 一起驅(qū)動升高。核心電壓以最小延遲進(jìn)行斜坡上升。不過，新型處理器可生成控制信號來自行啟動外部核心電源電路。在這種情況下，處理器將控制TPS62300的啟動引腳。

圖7，默認(rèn)核心電壓VOUT在上電時(shí)設(shè)為1.3V

核心電壓呈斜坡狀上升至其系統(tǒng)設(shè)定值而處理器工作后，核心電壓可進(jìn)行動態(tài)調(diào)節(jié)。為了降低功耗并延長電池使用壽命，處理器時(shí)鐘與核心電壓可調(diào)節(jié)至最佳。

結(jié)論

動態(tài)電壓管理解決方案能夠支持現(xiàn)有及下一代處理器內(nèi)核所要求的、快速而準(zhǔn)確的電壓縮放。我們可通過 I2C 串行接口進(jìn)行控制，該接口是用于此目的的通用接口。TPS62300 與 DAC6571 的小型封裝以及較少的外部組件數(shù)實(shí)現(xiàn)了超小型的解決方案尺寸。TPS62300 擁有出眾的負(fù)載與線路瞬態(tài)性能，這使該器件理想適用于新一代處理器的核心電源。

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