摘要：分析了PWM開關(guān)型變換器中，變壓器直流偏磁問題產(chǎn)生的原因。給出了一種解決直流偏磁較為實(shí)用的拓?fù)潆娐罚⒎治隽怂墓ぷ髟?。該電路的有效性?0kHz/2kW的全橋逆變電源中得到了驗(yàn)證。

關(guān)鍵詞：變換器；偏磁；脈寬調(diào)制

0    引言

    在PWM開關(guān)型變換器中，或多或少都存在著變壓器直流偏磁問題，只是在不同的場(chǎng)合嚴(yán)重程度不同而已。偏磁的后果是十分嚴(yán)重的，輕則會(huì)使變壓器和功率半導(dǎo)體模塊的功耗增加，溫升加劇，嚴(yán)重時(shí)還會(huì)損壞功率模塊，使其不能正常工作。PWM控制的全橋逆變電源，經(jīng)常會(huì)因各種不可預(yù)見的因素，使其兩橋端輸出電壓脈沖列在基波周期內(nèi)正負(fù)伏秒值不相等，從而導(dǎo)致輸出變壓器中存在直流分量，引起單向偏磁現(xiàn)象，嚴(yán)重威脅到系統(tǒng)的正常運(yùn)行。為了防止或減少變壓器中的直流分量，以逆變橋各橋臂中點(diǎn)電壓作為反饋來抑制直流偏磁。本文采用了一種較為簡單的電路拓?fù)鋪韺?shí)現(xiàn)，經(jīng)在20kHz/2kW的全橋逆變電源中應(yīng)用，證明該電路有效、實(shí)用。

1    高頻變壓器偏磁機(jī)理

    根據(jù)電磁感應(yīng)定律，為分析方便，不妨設(shè)繞組電阻、漏感、變壓器分布電容等都為零。這樣，加到變壓器初級(jí)繞組的電壓u1和繞組感應(yīng)電勢(shì)相平衡。因此有

    u1=N1=N1SKT（1）

式中：B為鐵心的磁感應(yīng)強(qiáng)度；

      S為鐵心截面積；

      N1為初級(jí)繞組匝數(shù)；

      KT為鐵心面積的有效系數(shù)；

 φ為變壓器主磁通。

    由式（1）可得磁感應(yīng)強(qiáng)度

    B(t)=u1dt＋Br（2）

式中：Br為t=0時(shí)鐵心中的磁感應(yīng)強(qiáng)度。

    為分析方便將式（2）寫為增量形式，并考慮到在PWM逆變器中，u1為幅值恒定的脈沖量，因而磁感應(yīng)強(qiáng)度增量變?yōu)?/p>

        ΔB(t)=（3）

    從而磁感應(yīng)強(qiáng)度增量ΔB(t)成為時(shí)間的線性函數(shù)。對(duì)于全橋PWM型逆變電路，正常情況下，變壓器正、反方向的方波“伏－秒”面積相等，鐵心的磁感應(yīng)強(qiáng)度與方波脈寬成正比，變化如圖1(a)所示，且磁化曲線對(duì)原點(diǎn)對(duì)稱。當(dāng)變壓器原邊含有直流成分時(shí)，PWM型變換電路的正、反方向的方波“伏－秒”面積不再相等，磁通將向某一方向逐漸增加，磁化曲線不再對(duì)原點(diǎn)對(duì)稱,最終導(dǎo)致變壓器鐵心磁感應(yīng)強(qiáng)度飽和，變化如圖1(b)所示。由于變壓器的原邊等效阻抗對(duì)直流分量只呈現(xiàn)電阻特性，且原邊繞組內(nèi)阻很小，因此，很小的直流分量就會(huì)在繞組中形成很大的直流激磁磁勢(shì)，該直流磁勢(shì)與交流磁勢(shì)一起作用于變壓器原邊，造成變壓器鐵心的工作磁化曲線發(fā)生偏移，出現(xiàn)關(guān)于原點(diǎn)不對(duì)稱，即所謂的變壓器偏磁現(xiàn)象。當(dāng)偏磁嚴(yán)重時(shí)，鐵心將進(jìn)入單向飽和，這時(shí)鐵心磁導(dǎo)率將急劇下降，原邊等效電感迅速減少，激磁電流迅速增大，導(dǎo)致變壓器過熱，最終導(dǎo)致器件毀壞。

(a)    電壓對(duì)稱時(shí)

(b)    電壓不對(duì)稱時(shí)

圖1    變壓器磁化曲線

    造成“伏－秒”面積不等的具體原因有：

    1）功率半導(dǎo)體模塊(IGBT)開關(guān)速度的差異；

    2）功率半導(dǎo)體器件(IGBT)通態(tài)壓降的差異；

    3）各種信號(hào)傳輸延遲的不同；

    4）電路設(shè)計(jì)不當(dāng)，工藝欠妥。

    目前，在各種形式的全橋PWM變換器中，都存在著不同程度的偏磁問題，為此在很多文獻(xiàn)中提到了各種解決方法。一般多采用在變壓器原邊串聯(lián)電容，利用電容特有的隔直特性將原邊中的直流分量濾除。這種方法雖然簡單但有一定的局限性，因?yàn)?，所有的原邊電流都要流過隔直電容，使電容的工況相當(dāng)嚴(yán)重，電容的可靠性及壽命將嚴(yán)重地制約變換器的可靠性。

2    一種抑制偏磁的簡單電路拓?fù)浼捌涔ぷ髟?/p>

    如圖2所示，在PWM全橋逆變電源輸出端，采用通過霍爾電壓傳感器(HL)隔離的差動(dòng)高阻積分電路，通過此電路可直接地實(shí)時(shí)檢測(cè)橋端輸出電壓脈沖列uAB的直流分量，圖2中積分環(huán)節(jié)輸出電壓um波形如圖3中所示，為標(biāo)準(zhǔn)的三角波（暫不考慮死區(qū)）。其上升時(shí)間即為ugs1的脈寬（亦即S1及S2的開通時(shí)間），并且以固定的du/dt上升。其下降時(shí)間為ugs2的脈寬（即S3及S3的開通時(shí)間）?？刂齐娐费a(bǔ)償過程如下：以u(píng)gs1為參考脈沖方波(固定的脈寬及占空比D，且50％>D>40％)，控制S1及S2的通斷；而以u(píng)gs2為可調(diào)脈沖方波去控制S3及S4。在一個(gè)基波周期內(nèi)，C1充電時(shí)間和充電速度固定，其充電量亦確定，此充電量確定了放電過程的時(shí)間，亦即ugs2的占空比。由此可見，S3及S4的開通時(shí)間由S1及S2的開通時(shí)間決定，其結(jié)果是消除了高頻變壓器中的直流分量。假設(shè)某種原因?qū)е聈gs1的D變大，則S1及S2管的導(dǎo)通時(shí)間變長，C1中充電量增大，其放電時(shí)間相應(yīng)變長，從而使ugs2的占空比增大，S3及S4的開通時(shí)間也增大，從而達(dá)到了消除直流分量的目的。反之亦然。

圖2    主電路及控制電路拓?fù)?

圖3    控制電路波形圖

    在設(shè)計(jì)中需要注意以下事項(xiàng)。

    1）霍爾電壓傳感器

    （1）對(duì)于電壓測(cè)量，原邊電流與被測(cè)電壓之比一定要通過一個(gè)外部電阻Ri來確定，并串聯(lián)在傳感器原邊電路，為使傳感器達(dá)到最佳精度，應(yīng)盡量精確選擇Ri的大小，使輸入電流為10mA為佳。

    （2）考慮到初級(jí)線圈內(nèi)阻(與Ri相比，為保持溫差盡可能低)和隔離，此傳感器適用于測(cè)量10～500V電壓。Ri的功率為所測(cè)試電壓乘以0.01后的4倍以上，以確保測(cè)量電阻的穩(wěn)定性。

    2）控制電路部分

    （1）積分電容器C1應(yīng)選用泄漏電阻大的電容器來減少積分誤差。C2應(yīng)滿足可以濾除基波及基波以上的交流分量。

    （2）在應(yīng)用中應(yīng)該注意，比較電平是不可能為零的（由于器件性能的影響，三角波不可能降為零），為了使比較器可靠性高，應(yīng)使比較電平略大于三角波的最小值。由于上述原因，造成的脈寬ugs1比ugs2的稍窄，可通過調(diào)節(jié)彼此的死區(qū)時(shí)間來給予一定程度的補(bǔ)償。

    （3）ugs2的死區(qū)時(shí)間通過R6、R7、C3及一對(duì)二極管組成充放電回路和比較放大器產(chǎn)生，ugs1的死區(qū)時(shí)間通過R10、R11、C4及一對(duì)二極管組成充放電回路和比較放大器產(chǎn)生。通過適當(dāng)調(diào)節(jié)比較放大器的比較電平補(bǔ)償ugs2損失的部分占空比。

3    實(shí)驗(yàn)結(jié)果

    本文所提出的控制電路應(yīng)用在20kHz/2kW的全橋逆變電源中，經(jīng)實(shí)驗(yàn)測(cè)試輸出變壓器未出現(xiàn)偏磁現(xiàn)象，達(dá)到了最初的設(shè)計(jì)要求。圖4為最終的控制脈沖ugs1和ugs2的實(shí)驗(yàn)波形。

圖4    控制脈沖ugs1和ugs2的波形

4    結(jié)語

    實(shí)驗(yàn)證實(shí)本文介紹的控制電路能有效地防止PWM全橋逆變電源中由各種原因引起的偏磁現(xiàn)象。